To je verovatno najbolji oscilator na svetu, barem u javnom domenu.
Inače, bilo mi je drago da pročitam dodatak o preračunavanju šuma na niskim nivoima, jer to radim na isti način.
Da se nadovežem na moj prethodni tekst, gde sam prikazao simulaciju dvofaznog detektora vršne vrednosti sinusnog signala, koji koristi dva komparatora i jedan invertor: https://forum.yu3ma.net/thread-2114-post...#pid103888
U prvom prilogu ovde vidi se šta se dešava kada invertor ima pojačanje od 0,99x (umesto 1x) - druga faza je skoro nestala.
Za narednu diskusiju je interesantnije pogledati zbirni signal na izlazu iz komparatora (drugi prilog, prvi prilog prikazuje signal posle pasivnog LP filtriranja sa 10K/0,47uF). Faza koja dolazi iz invertora je za 6dB slabija od direktne, što je neprihvatljivo.
LtSpice kaže da se invertor mora izvesti s tačnošću reda 0,01% .
Juče sam napravio prvu polovinu detektora nivoa za neki budući oscilator. Umesto pojedinačnih komparatora uzeo sam LM339, koji sadrži 4 nezavisna komparatora. Na donjem linku možete videti šta se sve može napraviti s tim kolom: https://www.ti.com/lit/an/snoa654a/snoa654a.pdf
Dakle, prototip koristi dva komparatora i jedan TL072 kao invertor. Da ne bih koristio skupe otpornike od 0,01%, u NFB invertora sam stavio rednu vezu otpornika i trimera.
Za ove namene je pogodnije koristiti merenje u negativnoj poluperiodi - u pozitivnoj bi bio potreban po jedan dodatni tranzistor u svakoj fazi.
U trećem prilogu je oscilogram na izlazu iz detektora kada je invertor korektno utrimovan (sinus dolazi iz Viktorovog oscilatora). Amplituda testerastog signala je oko 15mV. Za poređenje, trenutno u ALC kolu kineskog oscilatora imam amplitudu od oko 20mV, i to na izlazu iz LP filtera!
Ovo predstavlja dobru osnovu za dalji razvoj. Plan je da iskoristim ceo LM339, odn. napravim 4-fazni detektor, a u sredu teba stigne LTC1062, jedan vrlo pametno urađen SCF petog reda koji se na signal kači paralelno, tj. ne utiče na DC, pa ćemo onda videti konačan rezultat.
Od još veće važnosti je činjenica da se izlaz iz LTC1062 posle skoka od 1V na ulazu smiruje za oko 0,20ms (koleno na 1kHz), pa tu vidim potencijal za brzo smirivanje amplitude oscilatora posle promene režima.
Preliminarni rezultat kineskog SVO i ALC na bazi detektora vršne vrednosti sa LM339 (v. prethodni prilog)...
Zapravo, to više nije kineski SVO, već samo njegova pločica jer sam još odavno zamenio sve kritične delove, a sada i zamenio njihovo kolo za ALC. To kolo je klasično, s punotalasnim ispravljanjem signala oscilatora (kao u ispravljaču) i odgovarajućom talasnošću signala.
Za razliku od prvobitnog plana da testerasti signal iz detektora vršne vrednosti dodatno filtriram SCF kolom LTC1062, u prvoj verziji sam ipak primenio samo jedan blag RC filter (2k/0,47uF) jer sam tako dobio upravljački signal s amplitudom od oko 1,2mVrms, što mi je za prvi test sasvim dovoljno.
Da skratim priču, u prvom prilogu je spektar izlaznog signala pri izlaznom nivou iz oscilatora od 2Vrms (-6dBFS). Dominantan je drugi harmonik na -132dBFS, odn. -126dBc. Treba napomenuti da je merenje urađeno bez "teške artiljerije" u vidu kombinacije Notch/LNA, što znači da sam ovde na kraju mogućnosti kartice (-132dBFS odgovara 22-bitnoj rezoluciji, što je u slučaju moje kartice već više nego sumnjivo). Pored toga, poznat je i fenomen sabiranja, odn. međusobnog poništavanja izobličenja kartice i merenog uređaja, ali ovako čist preliminarni rezultat do sada nisam imao.
Za poređenje, u drugom prilogu je spektar Viktorovog oscilatora, snimljen neposredno posle merenja iz prvog priloga.
Pri analizi rezultata treba imati u vidu da se radi o poređenju instrumenta ugrađenog u kutiju i sa kvalitetnim napajanjem (Viktor) i prototipa na stolu (v. treći prilog).
Treba zapaziti dve stvari: isti nivo osnovnog šuma (noise floor) i, što me posebno raduje, "suknjica" prototipa na dnu osnovne učestanosti je uža nego kod Viktora, što znači da SVO u ovoj verziji ima manju faznu modulaciju nego Viktorov oscilator. To je delimično odraz razlika u talasnosti upravljačkog signala između ta dva sklopa.
Vreme smirivanja amplitude pri promeni nivoa nisam još izmerio, ali imam neki prvi utusak. Viktorovom oscilatoru trebaju bar 4 sekunde (procena), SVO to završava za između jedne i dve sekunde. Tačno ću znati posle merenja - plan je da na potenciometar za regulaciju nivoa stavim rele i dodatni otpornik i tako dobijem odskočni stimulans.
Sve u svemu, ovaj dan je lepo počeo. Ako se ovako nastavi, može se desiti da naš forum dobije sopstveni oscilator za merenje THD (skromna formulacija je namerna )
Evo rezultata prototipa četvorofaznog detektora vršne vrednosti, uključujući filtriranje SCF-om (switched-capacitor filter) LTC1062.
Pod četvorofaznim detektorom se podrazumeva detekcija vršne vrednosti četiri puta u periodi oscilacije. Da bi se to ostvarilo, pored osnovnog signala potreban je još jedan, pomeren za 90° u odnosu na osnovni, pa se korišćenjem dva invertora dobijaju četiri negativne poluperiode na ulazu u detektor.
Oscilatori tipa Wien-ovog mosta imaju samo jedan sinusni signal, pa nisu pogodni za ovakvu detekciju, dok SVO (State-Variable Oscillator) poseduje tri sinusa, od kojih su dva baš ono što nam treba.
U prvom prilogu je oscilogram na izlazu iz detektora (LM339), bez ikakvog filtriranja. Nije perfektno (svi špicevi bi morali da budu na istom nivou), ali je dovoljno dobro jer se u svakom slučaju mora dodatno filtrirati.
U drugom prilogu se vidi izlaz iz filtera - on je na nivou šuma jer prototip nije oklopljen. Slabljenje je oko 30dB, što je ispod mogućnosti filtera, ali tačan nivo na njegovom izlazu nije poznat.
Ovo je više nego dovoljno za ALC oscilatora jer na velikom forumu čitam da pri standardnom ispravljanju diodama na izvršnom elementu (FET) imaju i preko 10mV drugog harmonika.
04-24-2020, 04:30 PM (This post was last modified: 04-24-2020, 04:32 PM by Dragan100.)
Braca, ovo izgleda odlično,
-residuo po drugom oscilogramu je ranga 1,9mVpp, poprilično nizak,
vidi se i naponsko "plivanje" sovraponiranom dodatnom freq, koja se direktno vezana na nepravilnost četverofaznog detektora,
Napisao si za prvi oscilogram:
"Nije perfektno (svi špicevi bi morali da budu na istom nivou), ali je dovoljno dobro jer se u svakom slučaju mora dodatno filtrirati."
Pa i nakon filtracije ostane taj residuo "nepravilnosti špiceva detektora" sad sa osnovnom (uz fazno pomeranje) i/ili 2*freq_osnovne.
Što je takodjer error za ALC i unaša THD (minorno, ali kad se ganjaju dB!!! :-) )
Treba se još pozabaviti i umiriti detektor.
Braca, možeš postaviti shemu detektora+LTC1062, pogledat ču je detaljno, ako se može koncept još šta doradit ?!
Šemu nisam crtao, zapravo je sve iz DS, ali postavljam šemu detektora koju je @1audio predstavio na velikom forumu, i koju sam realizovao. Kod mene je na izlazu kondenzator od 1uF.
Inače, šema za jednu fazu se može videti i u DS za LM311.
LTC1062 je povezan po Fig. 1 iz DS, izlaz uzimam iz bafera (pin 8), a zatim sledi RC član za filtriranje takta od 100kHz (100R/22nF). Takt generiše sam LTC, između pina 5 i mase je C0G od 15pF koji treba da mi da takt od 100kHz.
Nisam mu snimio frekv. karakteristiku, ali ću morati jer interni takt nije baš precizan. S druge strane, pošto mi je signal vršne vrednosti na 4kHz, onda je sa kolenom LTC na 1kHz slabljenje "testere" garantovano.
Slike koje sam okačio u prethodnom prilogu predstavljaju test "na suvo", jer oscilator već ima svoj ALC, ali mi lepo daje dva sinusa s faznim stavom od 90°.
U prilogu je upravo izmerena prenosna funkcija LTC1062 (softver: REW).
Prelomna frekvencija je na oko 1,6kHz, iako bi po proračunu trebalo da bude na 1kHz. Kao što sam ranije napomenuo, tolerancija internog generatora takta je prilično široka.
Frekvencija od 4kHz je oslabljena za 46dB u odnosu na propusni opseg, od. za 50dB u odnosu na ulazni nivo od -6dbFS.
U prinicpu, smanjenjem frekvencije takta slabljenje te frekvencije se još može poboljšati, ali je u konkretnom slučaju donja granica šum samog filtera jer je merenje prenosne funkcije izvršeno s ulaznim signalom od 1,25Vrms, a filteru se dovodi testerasti signal od oko 35mVrms.
To znači da mi na raspolaganju ostaje samo oko 30dB dinamičkog opsega filtera (od -40 do -70dBFS).
04-25-2020, 02:26 PM (This post was last modified: 04-25-2020, 02:29 PM by Dragan100.)
(04-25-2020, 09:20 AM)Braca Wrote: Frekvencija od 4kHz je oslabljena za 46dB u odnosu na propusni opseg, od. za 50dB u odnosu na ulazni nivo od -6dbFS.
U prinicpu, smanjenjem frekvencije takta slabljenje te frekvencije se još može poboljšati, ali je u konkretnom slučaju donja granica šum samog filtera jer je merenje prenosne funkcije izvršeno s ulaznim signalom od 1,25Vrms, a filteru se dovodi testerasti signal od oko 35mVrms.
To znači da mi na raspolaganju ostaje samo oko 30dB dinamičkog opsega filtera (od -40 do -70dBFS).
Po DS LTC1062 (strana 7, Filter noise i Table2) ima se max100uVrms šum nezavisnog od rezne freq.
Sa upotrebljivim ulaznim signalom od ranga 35mVrms ima se onda stvarno "malo" dinamičkog obsega.
SNR treba povečati.
Uzeti dupli niskošumni opamp visokog SNR,
sa 35mVrms signala imamo cca 50mVpeak amplitude,
izlaz LTC sa napajanjem +/-5V može swingovati do nekih 3,5Vpeak,
sa nešto zalihe pojačanja možemo iči INV pojačanjem opampa od 3,5Vpeak/50mVpeak=max 70X
uzečemo sigurnih INV 50X,
izlaz LTC bit če sada sa 35mVrms ulazem na nekih 1,75Vrms (cca 2,5Vpeak, i u granicama smo izlaznog swinga LTC1062),
šum izlaza ostaje od prije podjednak oko {100uVrms+nešto zanemarivo malo izlaznog šuma opampa},
ali sada imamo viši SNR i zalihe dinamičkog obsega,
Sad drugim opampom odradimo INV 1/50X atenuaciju, održavši visok SNR, pošto takav opamp imamo!
Umetnuti u NFB još dodatni trimmpot i utrimovati po potrebi pojačanje.
Mogli bi odraditi izlazni attenuator otpor.djeliteljem ali je opampom daleko tiši!
Zato INV+INV topologija pojačanja/slabljenja, jer sa NON INV nemožemo odraditi slabljenje...
04-25-2020, 05:13 PM (This post was last modified: 04-25-2020, 05:13 PM by Braca.)
Hvala Dragane!
To bi bili neki logični koraci, ali ću prvo da ustanovim da li je sadašnji rezultat zadovoljavajući.
To znači da s ovim detektorom idem u oscilator, i tu će biti potrebno nekoliko iteracija dok ne dođem do optimalnih vremenskih konstanti. Pošto te vremenske konstante takođe filtriraju, imam šansu da mi već tada proradi.
Ako u spektru oscilatora ne bude bilo četvrtog harmonika, detektor + ALC su položili ispit.
Prvo merenje THD Gronerovog prvog oscilatora (desni gornji ugao slike u prilogu).
Proradio mi je već ranije, a sada sam samo promenio vrednosti nekih otpornika u ALC, ali to neće biti i konačne vrednosti. ALC je trenutno vrlo "nervozan", a podešavanje radne tačke filigransko - dovoljno je da okrenem trimer samo za nekoliko stepeni, pa da izgubi kontrolu.
Za početak, rezultat nije loš, THD od oko -118dBc, prag šuma gde treba da se nalazi.
Treći harmonik uglavnom nastaje zbog toga što LT1468 ne može da podnese nisku impedansu moje kartice, pa signal ide preko rednog otpornika od 6K.
Oscilator je odličan za eksperimentisanje - ključni elementi nisu zalemljeni (aktivni i pasivni), već postoje podnožja. Recimo, ako izvadim njegove analogne množače (2xAD633), mogu da dovedem signal nekog drugog sklopa s istom funkcijom.
Inače, mana konkretne konstrukcije je njena visoka cena: 4xLT1468 i 2xAD633 već koštaju nekih 70 US$, ali predstavlja odličnu razvojnu platformu.
Test prototipa četvorofaznog detektora vršne vrednosti s LM339, ali ovoga puta u sklopu s oscilatorom, tj. sada taj detektor daje informaciju za regulisanje napona oscilatora.
U prvom prilogu je izlaz iz detektora vršnog nivoa, nefiltriran. Napon je oko 4mVrms, napon na izlazu iz oscilatora 2Vrms. Da je ispravljan izlazni napon, morao bi biti masivno filtriran da bi se dobila rezidualna naizmenična komponenta od 4mVrms.
Taj testerasti napon sada ide direktno u ALC kolo oscilatora (bez filtriranja), a očekivanje je da drugi harmonik osnovne frekvencije oscilatora bude vrlo slab jer regulacioni napon praktično nema komponentu drugog reda koja bi se probila na izlaz oscilatora.
Drugi prilog prikazuje spektar izlaznog signala oscilatora - drugi harmonik je skoro na nivou šuma, treći na oko -120dBc, a četvrtog uopšte nema iako je signal greške amplitude četvrtog reda. To znači da ALC radi kako teorija predviđa
Treći harmonik nije povezan sa signalom greške, već nastaje u samom oscilatoru i ta stvar se mora još pogledati. Njegovim smanjivanjem bi se dobile performanse s kojima bi se moglo ići na prototip V2, odn. na detaljnu optimizaciju.
Pre par godina sam iz oscilatora izbacio sve originalne kritične elemente (poliesterske kondenzatore, trimere za frekvenciju, otpornike od 5%, itd.) i zamenio ih boljim materijalom. Pošto nisam imao baš sve potrebne vrednosti, frekvencija je sa 1kHz pala na 980Hz, pa više nisam mogao da koristim "notch" filter (njegov opseg je 1000±10Hz).
Frekvenciju SVO topologije određuju dva identična RC člana, ali postoji i uslov da još dva otpornika imaju istu vrednost. Promenom jednog od njih navukao sam oscilator na 997Hz da bih ga isprobao s "notch" filterom i to je tako ostalo.
Danas sam kontrolisao ceo sklop, vratio oscilator na njegovu nativnu frekvenciju od 980Hz i pri istom izlaznom nivou oscilatora (-7dBFS) dobio za 6dB niži treći harmonik, a drugi je nestao, odn. poništio se sa drugim harmonikom zvučne kartice (na dnu radnog opsega kartice rezultati više nisu pouzdani).
Rezultat se vidi na spektru u prilogu (uporediti sa spektrom isz prethodnog posta) - THD je sada oko -130dBc.
U kolu ALC je do sada bio OPA627 (nikakav poseban razlog, bio je pri ruci), ali se s TL071 takođe dobija isti rezultat.
Ovim je dostignuta granica mogućnosti moje zvučne kartice i sada moram na korektan način (promenom RC konstanti) da podignem frekvenciju oscilatora na oko 1kHz da bih mogao da uradim tačnije merenje ("notch" + LNA). Ako se THD od -130dBc potvrdi, imam solidnu bazu za dalju optimizaciju.
Na forumu "Pro Audio Design" se nedavno pojavila interesantna konstrukcija oscilatora sa vrlo niskim THD, koja po rečima autora predstavlja kombinaciju Viktorovog i još nekih drugih oscilatora. Na istoj pločici se još nalazie diferencijalni eliminacioni filter i balansni izlaz: https://www.proaudiodesignforum.com/foru...f=7&t=1265
Izvršni AGC element je VCA (THAT2180) a aktivni elementi su kompozitnog tipa i vrlo interesantnog dizajna - kombinacija uparenih PNP i NPN tranzistora u istom kućištu (THAT3140) i klasike u vidu 5532.
Na posebnoj pločici je stepenasti atenuator, a sve je realizovano TH tehnikom.
Pločice se mogu kupiti kod autora, ali su prilično skupe. Obzirom da je u pitanju TH, ne bi trebalo da bude veliki problem razviti sopstvenu pločicu, tim pre što bi za početak bilo dovoljno uraditi samo oscilator.
Delovi od THAT-a nisu baš svakodnevni, ali nisu ni skupi - reda 3,5 US$ kod proizvođača, ali je min. porudžbina 25 kom. po tipu.
Autor je izmerio THD od -140dBc, ali to obuhvata svu elektroniku na pločici, tako da je moguće da sam oscilator ima THD od -150dBc (na nivou Viktorovog oscilatora).
Hvala Branko.
U međuvremenu sam našao jedan komad na internetu i taj je već na putu.
Interesuje me kako će taj kompozit da se provede u poređenju s Gronerovim.
Više od dve godine se nisam bavio oscilatorima, ali mi ovih dana pade na pamet jedna ideja koju sam tada zapisao.
Osnova je oscilator ne baš jakih performansi iza koga se postavlja LP filter koji slabi harmonike oscilatora.
Prvi pokušaj je ovde: https://forum.yu3ma.net/thread-2114-post...#pid103417
ali je potiskivanje harmonika uobičajenih performansi (Butterworth, Chebyshev itd.) relativno skromno.
Tada sam zapisao da treba pogledati eliptični filter (Cauer, Zolotarjev) jer on za dati red prenosne funkcije ima najstrmiju karakteristiku, ali je cena za to valovitost (ripple) u nepropusnom delu karakteristike, v. poređenje četiri tipa LP filtera na ovom linku: https://en.wikipedia.org/wiki/Elliptic_filter
Ideja o kojoj je reč je da se prvi ponor u prenosnoj funkciji postavi tačno na drugi ili treći harmonik i tako ga potpuno eliminiše.
U teoriji linearnih sistema to se postiže odg. postavljanjem nula i polova prenosne funkcije, što predstavlja ne baš jednostavan matematički problem.
Popularni programi za dizajn analognih filtera (TI, ADI, Maxim) uopšte ne sadrže eliptične filtere, ali sam sticajem okolnosti u sim. softveru MicroCap12 našao prototip eliptičnog filtera u Sallen-Key topologiji.
Posle toga je išlo brzo i evo šeme prve verzije filtera za 1kHz koji ima ponor (notch) na trećem harmoniku (prvi prilog).
Prenosna funkcija je u drugom prilogu (simulirana u PSpice) i može se interpretirati kao kombinacija niskopropusnog i eliminacionog filtera. Drugi harmonik je oslabljen za oko 20dB, što je takođe lep rezultat (crvena linija je amplitudna, a zelena - fazna karakteristika).
Ostaje još da izlemim prototip i izmerim performanse - biće to interesantan mali projekat.
Malo je potrajalo dok nisam dobio par nedostajućih polistirenskih kondenzatora - našlo se u Bugarskoj.
Cilj je bio da se prototip napravi s materijalom koji ima minimalna sopstvena izobličenja, a polistiren iz starih zaliha je tu nepobediv.
Šema zahteva četiri kondenzatora od kojih samo jedan ima standardnu vrednost (10nF), a ostali se dobijaju paralelnom vezom od po dva manje-više standardna kondenzatora. Dobijene vrednosti kapaciteta odstupaju od proračunatih najviše do 1%.
Za jedno mesto nisam imao strpljenja da čekam isporuku polistirena, pa sam tu upotrebio dva diska od C0G.
Preliminarna merenja su pokazala veću nego obično osetljivost na mrežne smetnje, zato je pri svim merenjima korišćena čelična kutija (v. sliku).
Prvo pitanje je bilo koliko dobro se izmerena frekv. karakteristika (Bode plot) slaže sa izračunatom, pre svega na trećem harmoniku po frekvenciji i slabljenju.
Drugi prilog pokazuje frekv. kar. u celom merenom opsegu, a treći - detalj oko ponora.
Drugi harmonik je oslabljen za oko 18dB, a treći za skoro 65dB, što znači da će treći harmonik čak i kod nekog lošeg oscilatora sa -60dB biti potisnut na -125dB .
U poređenju sa prethodnom verzijom filtera https://forum.yu3ma.net/thread-2114-post...#pid103411
sada imam dodatno još 7dB slabljenja drugog i 40dB trećeg harmonika.
Dakle, teorija i merenje se slažu.
Pre mernih rezultata u pogledu izobličenja hteo bih da ukratko predstavim jednu osobinu svih aktivnih filtera, a to je porast izoblilčenja u blizini karakteristične frekvencije (kod LP filtera to je koleno, odn. tačka -3dB).
Razlog je porast faktora pojačanja šuma (noise gain) aktivnog elementa, zbog čega se smanjuje LG (loop gain), tj. iznos povratne sprege koji popravlja linearnost aktivnog elementa.
Prema tome, u aktivnim filterima prednost imaju op-ampovi sa visokim OLG i niskim sopstvenim šumom.
U prilogu je rezultat simulacije šuma na izlazu iz ranije pomenutog filtera pri korišćenju OPA827 kao aktivnog elementa.
Maksimalni izlazni šum je nekih 25dB viši od šuma daleko od karakteristične frekvencije (prvi prilog).
Taj rezultat očekujemo i pri merenju šuma, ali on u prvom pokušaju (izlaz iz prototipa direktno na ulazu Cosmos ADC-a) izgleda drukčije: razlika između vrha i ravnog dela je manja od 10dB (drugi prilog).
Razlog je što se prag šuma prototipa nalazi u blizini praga šuma ADC-a - ako ga pojačamo pomoću LNA (60dB), dobija se korektan rezultat (treći prilog).
Ovde su rezultati mojih simulacija LP filtera u verziji Sallen-Key i MFB u varijanti Čebišev s max. valovitošću u propusnom opsegu od 3dB.
Tu varijantu sam izabrao jer ona na račun uvećanja valovitosti u propusnom opsegu daje veću strminu u prelazu na nepropusni opseg nego što bi to bio slučaj u napr. Butterworth varijanti.
Pošto imam monohromatski signal, valovitost u propusnom opsegu nije od značaja.
Da bi ih ravnopravno poredili, obe verzije treba da imaju približno iste vrednosti kondenzatora i isto pojačanje - u mom slučaju to je 66,4nF (SK), odn. 68nF (MFB) i 4n22 kod oba.
Rezultat simulacije šuma je u prvom prilogu.
Vršna vrednost šuma je kod MFB filtera za oko 2,5dB viša, kao i integrisani šum u opsegu do 44kHz.
Simulacija faktora pojačanja šuma (noise gain) pokazuje da je taj faktor kod MFB topologije za oko 5dB viši nego kod SK, pa će i izobilčenja filtera takođe biti za toliko veća (drugi prilog).
Da možemo usporediti oba filtera:
-neka imaju sličnu ulaznu impedancu,
-NFB opterečenje neka jim je slične impedance i da ne preterujemo sa opterečenjem izlaza opampa
-Q faktor sličan
-pojačanje podjednako (INV ili NON-INV zapravo nebitno)
Sa odabranim pojačanjem -1V/V ili +1V/V pa do nekog pojačanja +/-3V/V
u prednosti po gledištu sveukupnog šuma je odmah Sallen-Key SK (najviše se vidi to baš kod jediničnog pojačanja)
-@Bracini prilozi
-E2E link do J.Caldwell
Po potrebi višeg pojačanja non-INV topologija SK više nije dominantna, jer ako uporedimo NFB opterečenje izlaza,
definicija kod non-INV topologije nemože imati preterano niske vrednosti u NFBju, pa zato Johnsons šum narasta!
To se vidi kod moje simulacije sa pojačanjem +/-10V/V
gdje su opterečenja NFB impedantno/freq vrlo skladna po RC kombinaciji
Ako ubacimo sada ulazni generator na sam +IN ulaz opampa
i ulaz MFB i SK filtera na GND, dobivamo sliku grafa sa Noise GAIN:
Kasnije ubacivanjem strujnog generatora, dobivamo sliku NFB impedance, koja je zapravo direktno opterečenje izlaza opampa:
NFB impedance nisu preterano niske za izlaz opampa:
-MFB ima podosta konstantnu impedancu cca 5K+
-SK do rezne freq ima impedancu cca 10K i kasnije postane opadajuča, impedanca 1K kod VI.harmonika
.
)
