Evo onog što sam vam obećao, što obuhvata i Milanov rad:
Istorija invertora, sa baterijskih izvora, na neki naizmenični napon poznate frekvencije i raznih talasnih oblika je prilično dugačka. Praktično se proteže od kraja 19. veka pa na dalje.
Najstariji invertori su pravljeni pomoću motor-generator grupe, koja je imala DC elektromotor i na istom vretenu alternator. Potom su se jako uspešno razvili elektromehanički rezonantni pretvarači, koji su imali vibracioni rezonantni element koji je nosio kontakte, gde su kontakti "seckali" DC struju i slali je u transformator koji je dimenzionisao napon po potrebi. Tipičan primer je stari automobilski radio prijemnik "Tara", koji je bio cevni, imao vibracioni invertor sa 12VDC iz auto akumulatora na HV za cevi i to je uspešno sviralo u automobilima i bilo prilično kompaktno za takvu napravu. Stariji članovi foruma se naravno sećaju te naprave... :-)
Pojava elektronskih cevi, koje nisu bile sposobne za velike struje i niske napone, nije previše pomogla, osim u regulacionim mehanizmima elektromehaničkih pretvarača...
Gasne cevi sa parama metala, poput tiratrona i slično, već su omogućile ogromne snage invertora, ali na žalost i dalje za relativno visoke ulazne DC napone.
Potom se pojavlju Ge tranzistori i relativno malene snage invertora, ostvarene pomoću njih, a pojavom tiristora kao jednog od veoma moćniih, kompaktnih, malenih i efikasnih upravljivih prekidača, invertori su već krenuli ka megavatima snage i (ili) ka solidnim snagama pri niskim DC ulaznim naponima. Kada je bio potreban sinusni oblik, po pravilu se iza tih pretvarača postavljao masivan i glomazan ferorezonantni stabilizator, koji je bio u principu veći i teži od samog invertora, ali je davao jako pravilan i stabilisan sinusni napon, sa vrlo niskim sadržajem harmonika. Ferorezonantni stabilizatori su i danas upotrebljivi kao odlični filtri koji stabilišu neki AC napon i teže da ga učine sinusnim. Mana im je što su retki preostali primerci i jako su glomazni, teški i skupi u odnosu na ostvarivu snagu. Red veličine je nekoliko kilograma gvožđa i bakra po 100W izlaza...
Napretkom silicijumskih BJT pretvarči su već počeli da se prave sa pwm modulacijom u cilju ostvarenja sinusnog napona na izlazu, potom su mosfeti razvijeni do pozamašnih strujnih sposobnosti i daleko efikasnijeg prekidačkog rada i danas su još uvek dominantni u oblastima snaga reda do nekoliko kilovata, što je otprilike i krajnja granica optimalnosti za baterijske napone ispod 48VDC....
Veće snage se baziraju na kaskadiranju baterijskih izvora, u cilju povećanja DC napona, a sve to u cilju povećanja efikasnosti invertora.
Suštinski problem leži u kvadratnoj zavisnosti gubitaka od struje koja teče kroz sve elemente sistema (P = I^2 x R). Veće struje su jedan od osnovnih "neprijatelja" dobrom KKD bilo kog SMPS pretvarača.
Sada ćemo razmotriti isključivo pretvarače koji imaju modulisan pwm (u nekom od stepena) u cilju formiranja sinusnog talasnog oblika posle neophodnog filtra. Nećemo se baviti kvazisinusnim pretvaračima koji čopuju na 50Hz.
--------------------------------------------------------------------------------
Prvo ćemo razmotriti par osnovnih koncepata:
1) invertor kod koga nema galvanskog rastavljanja između DC izvora i AC izlaza.
Tu su izvodljiva dva osnovna pod koncepta:
- boost pretvarač bilo kog tipa koji podiže napon na veličinu vršnog napona (amplitude) željenog AC izlaza, sa nemodulisanim pwm, odnosno preciznije sa pwm koji nije modulisan talasnim oblikom koji se želi na izlazu (klasični boost, PP, Ćuk, Sepic, X konverter...), potom se iza njega nalazi HV full-bridge koji radi pwm, modulisan željenim talasnim oblikom izlaza.
Naravno, primarni boost može imati regulisan pwm u cilju stabilizacije HV DC napona, koji posredno čini i AC izlaz stabilisanim. Ovaj oblik zahteva relativno jednostavno upravljanje boost pretvaračem, DC filter iza njega, koji povlači upotrebu najmanje jednog akumulacionog (storage) jezgra, sa gap i sposobnođću za DC bias (dakle većih gabarita). Potom vrlo složenu modulisanu pwm kontrolu full-bridge, sa lebdećim upravljanjem dva "visoka" gejta i neophodnom preciznom kontrolom dead-time. Iza modulisanog FB (ubuduće, skraćeno za full-bridge) opet sledi neminovan filter sa još jednim jezgrom koje je sposobno za DC bias, jer niska frekvencija na izlazu može zasititi takvo jezgro. Ovakav koncept obećava visoku složenost, visoke troškove i interesantan je tek tada kada je potrebno imati AC izlaz varijabilne frekvencije, amplitude i pogotovo talasnog oblika. Tipičan primer je vektorski frekventni regulator sa PFC predstepenom ispred, gde je PFC praktično boost, ispravljač ispred njega se može posmatrati unekoliko kao varijabilni DC izvor, a iza tog sledi složen monofazni ili trofazni FB, koji oblikuje izlazni AC napon po raznim parametrima. Kod pomenutih samo jezgro elektromotora je filtersko jezgro za FB, dok kod takvog koncepta DC/AC invertora poput UPS i slično, biva neophodno eksterno drugo jezgro za fitriranje, osim ako je elektromotor ili transformator iza. Kod elektromotornih pogona najčešće nije bitna filtriranost talasnog oblika napona, već struja. Dok kod invertora za ostale potrošače biva bitan talasni oblik napona i nije dopustivo da se nosilac pojavi na izlazu u značajnoj meri...
- Modulisani boost pretvarač, kome je pwm modulisan sa dvostrukom frekvencijom potrebnog izlaza, a posle njega jednostavan full-bridge koji samo menja polaritet izlaznog napona.
Takvom izlaz iz boost stepena sasvim liči na nefiltriran talasni oblik posle grecovog ispravljača na primer, odnosno, modulacija se vrši sa jednim polaritetom oba polutalasa, gde se filtracija već vrši samom boost zavojnicom, a FB preklapa već "ispeglan" talasni oblik, naravno u trenucima prolaza napona kroz nulu. To je značajno jevtiniji koncept pretvarača i vrlo preporučljiv za galvanski nerastavljene invertore. Kod njih treba izolovati akumulator od bilo kakve veze sa zemljom i naravno koristiti "lebdeći" AC napon na izlazu. Kada se ima mogućnost "lebdeće" akumulatorske baterije, ovaj koncept je praktičan i jevtin, jer ima samo jedno filtersko feritno jezgro na boost stepenu. Boost se može modulisati lako iz nekog MCU, ili čak analognim sinusnim oscilatorom sa ispravljačem apsolutne vrednosti iza oscilatora, a FB se može lebdeće upravljati bez posebnih napajanja za gornje gejtove, pošto radi na svega 50Hz, na primer fotonaponskim optokaplerima poput: https://www.digikey.ch/product-detail/en...ND/3588699
Ovakvim optokaplerima se lako upravlja i FB iza galvanski rastavljenog, modulisanog, primarnog boost.
-----------------
2) Koncept sa galvanskim rastavljanjem DC izvora, mogućnošću njegovog uzemljavanja sa jednog kraja, ili kad se to ne može izbeći kod na primer veze sa punjačem ili nekim SUS motorom koji može imati blisku vezu sa zemljom (ili vodom kod brodskih naprava).
Ovo je u principu češći i fleksibilniji koncept (zbog mogućnosti rešavanja uzemljenja sa obe strane) i pored nešto veće komlikovanosti i cene. Taj koncept se opet može razgraditi na više upotrebljenih rešenja.
Pre nego što razmotrimo tipove rešenja, u koje spada i ono što želi Milan da napravi, razmotrićemo neke vitalne osobine bilo kog transformatora kao naprave.
Transformatori su naprave visokopropusnog tipa koji NE MOGU preneti DC struju ili talasne oblike koji imaju toliko nisku frekvenciju da prevazilaze namenu konkretnog transformatora.
Kako god modulisali visokofrekventni pwm ispred nekog feritnog transformatora, namenjenog za prenos frekvencije nosioca, na izlazu ćemo imati talasni oblik kome je DC osrednjena vrednost UVEK JEDNAKA NULI, a amplitude pojedinačnih polariteta mogu biti različite. Osnovni uslov je da površine onog što je iznad nule moraju biti jednake površini onog što je ispod nule. Dakle, ako na primer imamo ulazni pwm 1:3 (po vremenu, impuls : pauza) na primaru HF trafoa, ukupni period je 4 neka vremenska intervala, gde su na primer polariteti primara i sekundara isti, na izlazu ćemo dobiti AC četvrtku sa takođe vremenskim odnosom od 1:3, ali amplituda pozitivnog polutalasa će biti +3 nečeg, a negativnog -1 nečeg. Površine koje oivičavaju amplitudu i vreme pojave jednog i drugog polariteta MORAJU biti apsolutno jednake.
Prenos onog što želimo na izlazu, u ovom slučaju AC 50Hz sa nosiocem od 20KHz je nemoguć!
To se može uraditi samo naknadnom obradom izlazne četvrtke pomoću dodatnog pwm, kao na primer kod SICAM konvertora (dr Ljušev), ili jednostavnim ispravljanjem u DC, potom naknadnim pwm formiranjem željenog AC izlaza...
Dakle, zaključak je jednostavan: HF trafo ne može preneti direktno LF komponente, bez naknadne obrade.
Toliko o feritnim transformatorima.
Kod "gvozdenih" LF transformatora za 50Hz, glavni neprijatelj čoperskih tranzistora su parazitni kapaciteti namotaja, jer se visok parazitni kapacitet sekundara sasvim preslikava na primar, u skladu sa prenosnim odnosom trafoa (biva multiplikovan kod AC invertora). To naravno jako zagreva mosfete ukoliko nema filtra između čoperskih tranzistora i primara LF trafoa.
Sada ćemo o konceptima:
- Koncept koji koristi samo feritna jezgra.
Takav se opet sastoji iz dva stepena: boost stepena i izlaznog invertora.
Boost stepen može biti različitih konstrukcija i u svakom slučaju MORA bar na jednom mestu imati storage kalem koji ima gap i sposoban je za DC bias. Može biti modulisan, tako da formira talasni oblik nalik onom iza greca bez filtera, sa formiranim konačnim talasnim oblikom jednog polariteta, kome se naknadno menja polaritet sa FB ili HB (izlazni, veliki LF kondenzator kao kod amp sa jednim naponom napajanja kod HB). Može biti i nemodulisan, gde se izlaz iz boost ispravlja i filtrira, potom modulisani pwm u izlaznom FB ili HB radi ostvarenja izlaznog sinusnog oblika. Boost stepen može biti flajbek, push-pull, current feed push-pull, i tako dalje. Praktično bilo koji pretvarač sa galvanskim rastavljanjem koji može podići napon na višu vrednost. Flajbek je tu najednostavniji i slabašan, dok je current feed push-pull najmoćniji i definitivno najefikasniji (rad dr Morten Nymand-a, kog sam već postavio na ovom forumu, KKD 98.6% u hard sw. modu na 50Khz). Kod flajbeka je storage kalem sam trafo, sa svojim gap, kod klasičnog forward push-pull se mora imati storage kalem iza ispravljača, dok kod current feed push-pull se mora imati storage kalem ispred pretvarača. Dakle, storage kalem je negde u kolu neminovan.
Kod Milanovog slučaja, ako bi se se radilo o klasičnom push-pull sa feritnim trafoom, gde se izlaz mora ispraviti, sa storage kalemom iza ispravljača, da bi se tranzistori opteretili induktivnim opterećenjem, potom se može FB iza HV ispravljača modulisati sa pwm čija je modulacija sinusna.
Druga opcija je da se moduliše sam push-pull (nosilac naravno HF), sa 100Hz jednog polariteta, takođe sa obaveznim ispravljačem i storage kalemom, gde bi izlazni FB samo preklapao polaritet. Ta druga opcija je jevtinija, jer se push-pull lako moduliše envelopom sinusa gde su oba polutalasa jednog polariteta (kao iza greca bez filtera), a FB opet jednostavno komutira sa 50Hz u prolazima kroz nulu. Takođe, sam transformator push-pull stepena može raditi bez gap (pod uslovom da je perfektna simetrija oba drajva za polugrane, ili da je vođen kontrolerom strujnog tipa poput UCC3808 ili slično, gde se automatski obavlja simetrisanje polugrana kao prevencija od apsolutno nepoželjnog i najminimalnijeg DC bias push-pull trafoa ). Takav push-pull može raditi na značajno visokim frekvencijama (bez problema i na 200KHz) sa vellikom snagom na malom jezgru i značajno smanjenim storage kalemom na izlazu. Modulacija sa 100Hz polusinusom se može dovesti bilo gde na kontrolu koja utiče na veličinu pwm. Kod kontrolera naponskog tipa, poput SG3525, neophodan je izvestan maleni gap na jezgru push-pull trafoa, kod većih snaga, jer simetrija nije zagarantovana posebno pri širini impulsa ispod 1uS. Kod tog IC se modulacija jednostavno može dovesti direktno na COMP pin, uz respektovanje potrebnih veličina napona (aprox. od 0.9-3.8V). Kod strujnog UCC3808, modulacija se superponira pinu CS, strujom kroz eksterni otpornik, koja se sumira sa strujom otpornika koji prati sorsove mosfeta.
Kada se radi modulisan pwm iz MCU, onda je bitno da se onemogući impuls kraći od 1uS, i to istovremeno na oba izlaza, radi prevencije trafoa od DC bias. To je softverski relativno lako učiniti "šticovanjem" donjeg dela lookup tabele, gde se operiše vrednostima koje zahtevaju pwm koji ima kraće vreme od 1uS. Radi se o problemu samog gejt drajva, koji sa kraćim impulsom neće dostići dovoljnu amplitudu za pobudu mosfeta i pri tom je osim jakog zagrevanja mosfeta, dodatni problem nesimetrija pojedinačnih pobuda, gde se javlja DC bias negapovanog jezgra, sa još gorim zagrevanjem mosfeta od onog zbog loše pobude...
- Koncept sa korišćenjem "gvozdenog" LF transformatora, od standardnih trafo limova.
Da ne razglabam previše o o mogućim manje naprednim konceptima, ukratko ću opisati najefikasniji (novac, kompleksnost, kvalitet) oblik.
Najefikasniji i najnapredniji pogon invertora sa klasičnim LF trafoom je kada se njegov niskonaponski primar napaja class-D pojačavačem, u full-bridge konstelaciji, gde na izlazu class-D postoji normalan filter kao za audio, a transformator se priključuje kao zvučnik, sa relativno malenim kondenzatorom na sekundaru trafoa, koji će ukloniti i poslednje tragove noseće frekvencije.
Da bi se dobio dobar sinus na 50Hz, već je dovoljna noseća učestanost koja je samo 10 puta viša od toga, mada je sa višim frekvencijama nosioca daleko manji gabarit filterskih elemenata.
Radi relativno malih switching gubitaka i lake kontrole neophodnog dead-time, povoljne frekvencije nosioca class-D za tu namenu su u rasponu od 50-100KHz. U tim granicama se postiže odlična efikasnost sa ne prevelikim gabaritima filtera (vrlo su upotrebljiva storage toroidna jezgra iz starih PC napajanja).
Sam koncept omogućava istovremeno i punjač, jer class-D FB ima kontra diode u svakom mosfetu, koje formiraju klasičan grec koji već pasivno može puniti aku u nekoj meri, sa sva 4 isključena mosfeta, a uz malo inteligentene kontrole FB prilikom reverzne operacije punjenja akumulatora, uz sinhronizaciju sa mrežnim naponom, može se savršeno iskontrolisati punjenje akumulatora, gde FB postaje boost pretvarač...
Transformator može biti krajnje jednostavan sa jednim namotajem za 7,7Vac (11V x 0.707) i sekundarom za 230Vac, bilo klasičan EI ili toroid za 50Hz.
Class-D su inače veoma sposobni za pogon vrlo niskih impendansi i kao stvoreni su za takav pogon.
Pozdrav i nadam se da sam pomogao sa ovim tekstom...
Macola
Istorija invertora, sa baterijskih izvora, na neki naizmenični napon poznate frekvencije i raznih talasnih oblika je prilično dugačka. Praktično se proteže od kraja 19. veka pa na dalje.
Najstariji invertori su pravljeni pomoću motor-generator grupe, koja je imala DC elektromotor i na istom vretenu alternator. Potom su se jako uspešno razvili elektromehanički rezonantni pretvarači, koji su imali vibracioni rezonantni element koji je nosio kontakte, gde su kontakti "seckali" DC struju i slali je u transformator koji je dimenzionisao napon po potrebi. Tipičan primer je stari automobilski radio prijemnik "Tara", koji je bio cevni, imao vibracioni invertor sa 12VDC iz auto akumulatora na HV za cevi i to je uspešno sviralo u automobilima i bilo prilično kompaktno za takvu napravu. Stariji članovi foruma se naravno sećaju te naprave... :-)
Pojava elektronskih cevi, koje nisu bile sposobne za velike struje i niske napone, nije previše pomogla, osim u regulacionim mehanizmima elektromehaničkih pretvarača...
Gasne cevi sa parama metala, poput tiratrona i slično, već su omogućile ogromne snage invertora, ali na žalost i dalje za relativno visoke ulazne DC napone.
Potom se pojavlju Ge tranzistori i relativno malene snage invertora, ostvarene pomoću njih, a pojavom tiristora kao jednog od veoma moćniih, kompaktnih, malenih i efikasnih upravljivih prekidača, invertori su već krenuli ka megavatima snage i (ili) ka solidnim snagama pri niskim DC ulaznim naponima. Kada je bio potreban sinusni oblik, po pravilu se iza tih pretvarača postavljao masivan i glomazan ferorezonantni stabilizator, koji je bio u principu veći i teži od samog invertora, ali je davao jako pravilan i stabilisan sinusni napon, sa vrlo niskim sadržajem harmonika. Ferorezonantni stabilizatori su i danas upotrebljivi kao odlični filtri koji stabilišu neki AC napon i teže da ga učine sinusnim. Mana im je što su retki preostali primerci i jako su glomazni, teški i skupi u odnosu na ostvarivu snagu. Red veličine je nekoliko kilograma gvožđa i bakra po 100W izlaza...
Napretkom silicijumskih BJT pretvarči su već počeli da se prave sa pwm modulacijom u cilju ostvarenja sinusnog napona na izlazu, potom su mosfeti razvijeni do pozamašnih strujnih sposobnosti i daleko efikasnijeg prekidačkog rada i danas su još uvek dominantni u oblastima snaga reda do nekoliko kilovata, što je otprilike i krajnja granica optimalnosti za baterijske napone ispod 48VDC....
Veće snage se baziraju na kaskadiranju baterijskih izvora, u cilju povećanja DC napona, a sve to u cilju povećanja efikasnosti invertora.
Suštinski problem leži u kvadratnoj zavisnosti gubitaka od struje koja teče kroz sve elemente sistema (P = I^2 x R). Veće struje su jedan od osnovnih "neprijatelja" dobrom KKD bilo kog SMPS pretvarača.
Sada ćemo razmotriti isključivo pretvarače koji imaju modulisan pwm (u nekom od stepena) u cilju formiranja sinusnog talasnog oblika posle neophodnog filtra. Nećemo se baviti kvazisinusnim pretvaračima koji čopuju na 50Hz.
--------------------------------------------------------------------------------
Prvo ćemo razmotriti par osnovnih koncepata:
1) invertor kod koga nema galvanskog rastavljanja između DC izvora i AC izlaza.
Tu su izvodljiva dva osnovna pod koncepta:
- boost pretvarač bilo kog tipa koji podiže napon na veličinu vršnog napona (amplitude) željenog AC izlaza, sa nemodulisanim pwm, odnosno preciznije sa pwm koji nije modulisan talasnim oblikom koji se želi na izlazu (klasični boost, PP, Ćuk, Sepic, X konverter...), potom se iza njega nalazi HV full-bridge koji radi pwm, modulisan željenim talasnim oblikom izlaza.
Naravno, primarni boost može imati regulisan pwm u cilju stabilizacije HV DC napona, koji posredno čini i AC izlaz stabilisanim. Ovaj oblik zahteva relativno jednostavno upravljanje boost pretvaračem, DC filter iza njega, koji povlači upotrebu najmanje jednog akumulacionog (storage) jezgra, sa gap i sposobnođću za DC bias (dakle većih gabarita). Potom vrlo složenu modulisanu pwm kontrolu full-bridge, sa lebdećim upravljanjem dva "visoka" gejta i neophodnom preciznom kontrolom dead-time. Iza modulisanog FB (ubuduće, skraćeno za full-bridge) opet sledi neminovan filter sa još jednim jezgrom koje je sposobno za DC bias, jer niska frekvencija na izlazu može zasititi takvo jezgro. Ovakav koncept obećava visoku složenost, visoke troškove i interesantan je tek tada kada je potrebno imati AC izlaz varijabilne frekvencije, amplitude i pogotovo talasnog oblika. Tipičan primer je vektorski frekventni regulator sa PFC predstepenom ispred, gde je PFC praktično boost, ispravljač ispred njega se može posmatrati unekoliko kao varijabilni DC izvor, a iza tog sledi složen monofazni ili trofazni FB, koji oblikuje izlazni AC napon po raznim parametrima. Kod pomenutih samo jezgro elektromotora je filtersko jezgro za FB, dok kod takvog koncepta DC/AC invertora poput UPS i slično, biva neophodno eksterno drugo jezgro za fitriranje, osim ako je elektromotor ili transformator iza. Kod elektromotornih pogona najčešće nije bitna filtriranost talasnog oblika napona, već struja. Dok kod invertora za ostale potrošače biva bitan talasni oblik napona i nije dopustivo da se nosilac pojavi na izlazu u značajnoj meri...
- Modulisani boost pretvarač, kome je pwm modulisan sa dvostrukom frekvencijom potrebnog izlaza, a posle njega jednostavan full-bridge koji samo menja polaritet izlaznog napona.
Takvom izlaz iz boost stepena sasvim liči na nefiltriran talasni oblik posle grecovog ispravljača na primer, odnosno, modulacija se vrši sa jednim polaritetom oba polutalasa, gde se filtracija već vrši samom boost zavojnicom, a FB preklapa već "ispeglan" talasni oblik, naravno u trenucima prolaza napona kroz nulu. To je značajno jevtiniji koncept pretvarača i vrlo preporučljiv za galvanski nerastavljene invertore. Kod njih treba izolovati akumulator od bilo kakve veze sa zemljom i naravno koristiti "lebdeći" AC napon na izlazu. Kada se ima mogućnost "lebdeće" akumulatorske baterije, ovaj koncept je praktičan i jevtin, jer ima samo jedno filtersko feritno jezgro na boost stepenu. Boost se može modulisati lako iz nekog MCU, ili čak analognim sinusnim oscilatorom sa ispravljačem apsolutne vrednosti iza oscilatora, a FB se može lebdeće upravljati bez posebnih napajanja za gornje gejtove, pošto radi na svega 50Hz, na primer fotonaponskim optokaplerima poput: https://www.digikey.ch/product-detail/en...ND/3588699
Ovakvim optokaplerima se lako upravlja i FB iza galvanski rastavljenog, modulisanog, primarnog boost.
-----------------
2) Koncept sa galvanskim rastavljanjem DC izvora, mogućnošću njegovog uzemljavanja sa jednog kraja, ili kad se to ne može izbeći kod na primer veze sa punjačem ili nekim SUS motorom koji može imati blisku vezu sa zemljom (ili vodom kod brodskih naprava).
Ovo je u principu češći i fleksibilniji koncept (zbog mogućnosti rešavanja uzemljenja sa obe strane) i pored nešto veće komlikovanosti i cene. Taj koncept se opet može razgraditi na više upotrebljenih rešenja.
Pre nego što razmotrimo tipove rešenja, u koje spada i ono što želi Milan da napravi, razmotrićemo neke vitalne osobine bilo kog transformatora kao naprave.
Transformatori su naprave visokopropusnog tipa koji NE MOGU preneti DC struju ili talasne oblike koji imaju toliko nisku frekvenciju da prevazilaze namenu konkretnog transformatora.
Kako god modulisali visokofrekventni pwm ispred nekog feritnog transformatora, namenjenog za prenos frekvencije nosioca, na izlazu ćemo imati talasni oblik kome je DC osrednjena vrednost UVEK JEDNAKA NULI, a amplitude pojedinačnih polariteta mogu biti različite. Osnovni uslov je da površine onog što je iznad nule moraju biti jednake površini onog što je ispod nule. Dakle, ako na primer imamo ulazni pwm 1:3 (po vremenu, impuls : pauza) na primaru HF trafoa, ukupni period je 4 neka vremenska intervala, gde su na primer polariteti primara i sekundara isti, na izlazu ćemo dobiti AC četvrtku sa takođe vremenskim odnosom od 1:3, ali amplituda pozitivnog polutalasa će biti +3 nečeg, a negativnog -1 nečeg. Površine koje oivičavaju amplitudu i vreme pojave jednog i drugog polariteta MORAJU biti apsolutno jednake.
Prenos onog što želimo na izlazu, u ovom slučaju AC 50Hz sa nosiocem od 20KHz je nemoguć!
To se može uraditi samo naknadnom obradom izlazne četvrtke pomoću dodatnog pwm, kao na primer kod SICAM konvertora (dr Ljušev), ili jednostavnim ispravljanjem u DC, potom naknadnim pwm formiranjem željenog AC izlaza...
Dakle, zaključak je jednostavan: HF trafo ne može preneti direktno LF komponente, bez naknadne obrade.
Toliko o feritnim transformatorima.
Kod "gvozdenih" LF transformatora za 50Hz, glavni neprijatelj čoperskih tranzistora su parazitni kapaciteti namotaja, jer se visok parazitni kapacitet sekundara sasvim preslikava na primar, u skladu sa prenosnim odnosom trafoa (biva multiplikovan kod AC invertora). To naravno jako zagreva mosfete ukoliko nema filtra između čoperskih tranzistora i primara LF trafoa.
Sada ćemo o konceptima:
- Koncept koji koristi samo feritna jezgra.
Takav se opet sastoji iz dva stepena: boost stepena i izlaznog invertora.
Boost stepen može biti različitih konstrukcija i u svakom slučaju MORA bar na jednom mestu imati storage kalem koji ima gap i sposoban je za DC bias. Može biti modulisan, tako da formira talasni oblik nalik onom iza greca bez filtera, sa formiranim konačnim talasnim oblikom jednog polariteta, kome se naknadno menja polaritet sa FB ili HB (izlazni, veliki LF kondenzator kao kod amp sa jednim naponom napajanja kod HB). Može biti i nemodulisan, gde se izlaz iz boost ispravlja i filtrira, potom modulisani pwm u izlaznom FB ili HB radi ostvarenja izlaznog sinusnog oblika. Boost stepen može biti flajbek, push-pull, current feed push-pull, i tako dalje. Praktično bilo koji pretvarač sa galvanskim rastavljanjem koji može podići napon na višu vrednost. Flajbek je tu najednostavniji i slabašan, dok je current feed push-pull najmoćniji i definitivno najefikasniji (rad dr Morten Nymand-a, kog sam već postavio na ovom forumu, KKD 98.6% u hard sw. modu na 50Khz). Kod flajbeka je storage kalem sam trafo, sa svojim gap, kod klasičnog forward push-pull se mora imati storage kalem iza ispravljača, dok kod current feed push-pull se mora imati storage kalem ispred pretvarača. Dakle, storage kalem je negde u kolu neminovan.
Kod Milanovog slučaja, ako bi se se radilo o klasičnom push-pull sa feritnim trafoom, gde se izlaz mora ispraviti, sa storage kalemom iza ispravljača, da bi se tranzistori opteretili induktivnim opterećenjem, potom se može FB iza HV ispravljača modulisati sa pwm čija je modulacija sinusna.
Druga opcija je da se moduliše sam push-pull (nosilac naravno HF), sa 100Hz jednog polariteta, takođe sa obaveznim ispravljačem i storage kalemom, gde bi izlazni FB samo preklapao polaritet. Ta druga opcija je jevtinija, jer se push-pull lako moduliše envelopom sinusa gde su oba polutalasa jednog polariteta (kao iza greca bez filtera), a FB opet jednostavno komutira sa 50Hz u prolazima kroz nulu. Takođe, sam transformator push-pull stepena može raditi bez gap (pod uslovom da je perfektna simetrija oba drajva za polugrane, ili da je vođen kontrolerom strujnog tipa poput UCC3808 ili slično, gde se automatski obavlja simetrisanje polugrana kao prevencija od apsolutno nepoželjnog i najminimalnijeg DC bias push-pull trafoa ). Takav push-pull može raditi na značajno visokim frekvencijama (bez problema i na 200KHz) sa vellikom snagom na malom jezgru i značajno smanjenim storage kalemom na izlazu. Modulacija sa 100Hz polusinusom se može dovesti bilo gde na kontrolu koja utiče na veličinu pwm. Kod kontrolera naponskog tipa, poput SG3525, neophodan je izvestan maleni gap na jezgru push-pull trafoa, kod većih snaga, jer simetrija nije zagarantovana posebno pri širini impulsa ispod 1uS. Kod tog IC se modulacija jednostavno može dovesti direktno na COMP pin, uz respektovanje potrebnih veličina napona (aprox. od 0.9-3.8V). Kod strujnog UCC3808, modulacija se superponira pinu CS, strujom kroz eksterni otpornik, koja se sumira sa strujom otpornika koji prati sorsove mosfeta.
Kada se radi modulisan pwm iz MCU, onda je bitno da se onemogući impuls kraći od 1uS, i to istovremeno na oba izlaza, radi prevencije trafoa od DC bias. To je softverski relativno lako učiniti "šticovanjem" donjeg dela lookup tabele, gde se operiše vrednostima koje zahtevaju pwm koji ima kraće vreme od 1uS. Radi se o problemu samog gejt drajva, koji sa kraćim impulsom neće dostići dovoljnu amplitudu za pobudu mosfeta i pri tom je osim jakog zagrevanja mosfeta, dodatni problem nesimetrija pojedinačnih pobuda, gde se javlja DC bias negapovanog jezgra, sa još gorim zagrevanjem mosfeta od onog zbog loše pobude...
- Koncept sa korišćenjem "gvozdenog" LF transformatora, od standardnih trafo limova.
Da ne razglabam previše o o mogućim manje naprednim konceptima, ukratko ću opisati najefikasniji (novac, kompleksnost, kvalitet) oblik.
Najefikasniji i najnapredniji pogon invertora sa klasičnim LF trafoom je kada se njegov niskonaponski primar napaja class-D pojačavačem, u full-bridge konstelaciji, gde na izlazu class-D postoji normalan filter kao za audio, a transformator se priključuje kao zvučnik, sa relativno malenim kondenzatorom na sekundaru trafoa, koji će ukloniti i poslednje tragove noseće frekvencije.
Da bi se dobio dobar sinus na 50Hz, već je dovoljna noseća učestanost koja je samo 10 puta viša od toga, mada je sa višim frekvencijama nosioca daleko manji gabarit filterskih elemenata.
Radi relativno malih switching gubitaka i lake kontrole neophodnog dead-time, povoljne frekvencije nosioca class-D za tu namenu su u rasponu od 50-100KHz. U tim granicama se postiže odlična efikasnost sa ne prevelikim gabaritima filtera (vrlo su upotrebljiva storage toroidna jezgra iz starih PC napajanja).
Sam koncept omogućava istovremeno i punjač, jer class-D FB ima kontra diode u svakom mosfetu, koje formiraju klasičan grec koji već pasivno može puniti aku u nekoj meri, sa sva 4 isključena mosfeta, a uz malo inteligentene kontrole FB prilikom reverzne operacije punjenja akumulatora, uz sinhronizaciju sa mrežnim naponom, može se savršeno iskontrolisati punjenje akumulatora, gde FB postaje boost pretvarač...
Transformator može biti krajnje jednostavan sa jednim namotajem za 7,7Vac (11V x 0.707) i sekundarom za 230Vac, bilo klasičan EI ili toroid za 50Hz.
Class-D su inače veoma sposobni za pogon vrlo niskih impendansi i kao stvoreni su za takav pogon.
Pozdrav i nadam se da sam pomogao sa ovim tekstom...
Macola