Thread Rating:
  • 0 Vote(s) - 0 Average
  • 1
  • 2
  • 3
  • 4
  • 5
"Current fed" (CF) konverter
#61
Kao što me Macola već upozorio, moji modeli nisu bili dobri prvenstveno zbog izvora koji je bio DC. Iskoristio sam njegov model za buck (Vin=325Vpp, fbuck=100 kHz) i pokušao za prvu ruku vidjeti koje struje kroz DIC induktore i trafo mogu očekivati i koje "duty" za par komercijalno dobavljivih komponenti.
Prvo, za DIC induktore sam izabrao od poljskog Ferystera (kojeg distribuira TME) DPE-25/0,15/7,0-V (V je oznaka za vertikalno, imaju i -H tj. horizontalnu izvedbu koja troši nešto više prostora na PCB). Nazivni induktivitet je 150 µH odnosno 183 µH na 100 mA, ali budući da sam u modelu tražio max. struju na sekundaru za izabrani trafo (vidi u nastavku) uzeo sam u modelima da je induktivitet 250 uH prema ovom grafikonu:

[Image: eycTgpY.png]

Ovdje odmah imam Pitanje #9: za jezgru proizvođač navodi da je "iron powder core", da li je to u redu?

Nije navedeno s kojom žicom/žicama je motan, ali je navedena max. struja od 7 A što bi trebalo biti dovoljno prema onome što javljaju simulacije za izabrane trafoe.
Za trafoe sam uzeo četiri modela, znam do ovo nije optimalno jer nam nedostaju informacije o izvedbi (npr. "isprepletenost", korištena žica pa time i max. struja). Pokušati ću to dobiti od proizvođača što bi trebalo olakšati izbor modela koji bi se koristio u prvom prototipu. Mislim da ne treba spominjati važnu prednost gotovih komponenti: to je da se olakšava moguća buduća replikacija sa smanjenim rizikom da će netko neadekvatno namotati svoj trafo (ali i DIC indukore) i zbog toga odmah u startu ili kasnije u eksploataciji imati problema.
Napravio sam četiri modela za dva Feryster i dva WE trafoa (LTspice u prilogu, pažnja tek sam sada prešao na LTspice XVII pa ako imate stariju verziju .plt vam neće biti vidljiv!). Dobivene vrijednosti sam stavio u tablicu koja slijedi za tri izlazna napona (za moguće budući pred-regulator): 5, 25 i 50 Vout (ili Vclamp). Ton sam namještao vodeći računa o dvije stvari: da max. struja na sekundaru ne prelazi onu koju navodi proizvođač i da max. izlazna snaga (Ivclamp, rms * Uvclamp, rms) bude do 200 W.
Jasno, da ponovim, ovdje mi i dalje nedostaje informacija o deklariranoj max. struji primara za izabrani trafo, a čija je RMS vrijednost slična onoj kroz DIC induktore (nešto je manja jer je valni oblik drugačiji).

[Image: ECH5fQ7.png]

Kao primjer kako simulacije izgledaju u nastavku je primjer s prvim trafom iz gornje tablice:

[Image: sCBZSII.png]

Za kraj bih naveo još jedan moguće zanimljiv trafo, također od WE, WE-FLEX+ seriju, koja nudi šest identičnih namotaja na jezgri (tj. omjeri su 1 : 1 : 1 : 1 : 1 : 1) s različitim Lbase, Ir,base i Isat, base što pretpostavljam da su vrijednosti za pojedini namotaj. Lbase ide od 15 do 375 µH, a Isat do 3.25 A. Namotaji se mogu spajati u seriju i paralelno za dobivanje različitih omjera i max. izlaznih struja.

Evo kako to izgleda recimo za 749197341 koji je motan na jezgri ETD39:

[Image: oqsyeco.png]

Nije mi baš jasno kakav efekt na Isat ima spajanje namotaja u seriju ili paralelno.

Pitanje #10: Kako vam izgledaju WE-FLEX+ trafoi? Ima li smisla možda o njima razmisliti (naravno ako cijena ne tjera suze na oči). S jednom jezgrom bi se moglo izderivirati više konvertera s različitim parametrima (npr. mrežno napajanje ili baterijsko/solarno napajanje, različite izlazne struje i broj sekundara, itd.).


Attached Files
.zip   DIC level 1 v2.zip (Size: 219,8 KB / Downloads: 2)
Reply
#62
(11-09-2017, 06:28 PM)Macola Wrote: Nešto veoma važno sam zaboravio napisati u prethodnom edukativnom postu.

To je izuzetan značaj "forward recovery" osobine ultrabrzih ispravljačkih dioda.

Kod ultrabrzih dioda, da bi započele provođenje iz nekog neprovodnog stanja, zbog debljine PN spoja i inercije manje pokretljivih nosilaca (šupljina), pad napona u direktnom smeru u prvi mah bude neočekivano visok. Sve diode imaju tu osobinu, a više izraženu one diode koje su za više napone u istoj seriji.

Ta osobina diode, odnosno njena sposobnost da u što kraćem vremenskom intervalu uspostavi provođenje u direktnom smeru, najdirektnije afektuje potrebu za energijom potencijalnog snubber kola na prekidačkim tranzistorima.
Duže vreme tfr i veći premašaj na diodi - više energije u snubbers i neminovna potreba za njima.

Stari TV majstori se sećaju snubber kola kod CRT TV iz onih generacija kao što su EI B10, Gorenje-Koerting i tako dalje...
Flajbek tih TV aparata je raspolagao snagom od tipičnih 150W za dimenzije ekrana od 66-68cm, a u snubberskom kolu je bilo tri paralelovana moćna žičana otpornika od 470R 10W, koji su se grejali kao šporet "Smederevac"...
Kasnije su se pojavili razni zapadnjački i istočnjački modeli sa energijom snubber koja je bila 10-20 puta manja od one kod tih starih, a istom snagom flajbeka.

Ta razlika je velikim delo poticala i od napretka u smanjenju forward recovery vremena dioda koje su izmenili čak i kod onih sa istim imenom, a naravno i onih novijih, a delom i od shvatanja važnosti kontrolisanja nagiba tranzicija.

Moderne diode su neuporedivo bolje od starih po tom pitanju, a to pitanje je sve osim za zanemarivanje jer direktno utiče na efikasnost konvertera.

Dakle, ako želite vrlo visoku efikasnost konvertora, zaboravite one matore: BY, UF, FUF. To su sve prevaziđene diode i korišćenje takvih još uvek održava samo njihova visoka nabavljivost i niska cena.

Potražite najmodernije do kojih se može doći, pažljivo selektujući: Qrr, trr, i tfr (ako ikako ovo poslednje možete naći u DS). Ako tfr ne možete naći u DS diode čije vam se ostale osobine sviđaju, onda vam za visoku efikasnost nekog budućeg konvertera sledi da izaberete nekoliko vrsta dioda sličnih osobina i da napravite test kolo za tfr.
Svakako da treba izabrati onu sa najmanjim premašajem tokom fr, najmanjom energijom Qrr  i najkraćim vremenima oporavka kod rr.

Diode su jako važna stavka kod SMPS i treba posvetiti pažnju njihovom izboru.

Na žalost, zastupljenost podatka za tfr u DS od dioda je veoma nisko zastupljena i u mnogo slučajeva se mora napraviti test sklop...

Naravno evo i malo prigodne literature:


https://www.google.rs/url?sa=t&rct=j&q=&...tIBgggbu61

https://www.google.rs/url?sa=t&rct=j&q=&...RkS__eTd4Z

https://www.google.rs/url?sa=t&rct=j&q=&...8DvRyWCPDQ


Pozz

Tragom ovog posta pogledao sam što bi tester spomenut u LTC AN-122 trebao imati pa kaže:

Quote:A sub-nanosecond rise time pulse generator, 1A, 2ns rise time amplifier and a 1GHz oscilloscope are required. These specifications represent realistic operating conditions; other currents and rise times can be selected by altering appropriate parameters.

Čemu se nadati s digitalcem od 70 MHz i analognim od 100 MHz?  Confused

Evo par dioda koje sam pronašao kod TME i Farnella i stavio u listu za komparaciju da se vidi što različiti proizvođači deklariraju od nama zanimljivih parametara. Tragao sam za što manjim trr jer je deklariran u većini slučajeva i napone od 600 V i do 200 V:

[Image: lrymhO4.png]

Ako ovo dobro čitam BYQ28 i BYQ30 izgledaju obećavajuće u THT pakovanju za sekundarnu stranu, odnosno VS-8EWH06FN-M3 i VS-8EWH06FN-M3 u SMT pakovanju i za primarnu stranu.


Attached Files
.zip   Ultra-fast rectifier diodes.ods.zip (Size: 18,85 KB / Downloads: 1)
Reply
#63
Mali update vezano za predzadnji post u kojem sam naveo četiri trafoa, od koja su dva WE. E pa nisu WE već WE Midcom, što izgleda da je posebna divizija unutar WE, ali i drugi realitet. Dok sam od WE uredno dobivao besplatne ogledne primjerke, ovi su tražili za dva trafoa i četiri induktora 350 EUR. Divan gest za nekoga otkačiti. Tražio sam mogu li ih kupiti, mogu, ali po toj cijeni. Ostaje eventualno spomenuti WE-FLEX+ koji bi trebao biti od matične firme, pa čekam na njihov odgovor.
Reply
#64
Prasimix,

Prvo ćemo se pozabaviti predloženim trafoima. U jednom od prethodnih postova sam pomenuo da izlazni trafo treba da teži idealnom i opisao osobine(pogledaj post).

Znam da nemaš iskustva sa trafoima, pa ću ponoviti da je najbolje da taj izlazni trafo nema procep (gap).
Uzeću kao primer neke koje si predložio u prethodnim postovima.

Evo analize trafoa odavde:
http://katalog.we-online.com/en/pbs/WE-F..._t1:2_ct:3
Izabraću prvi sa liste, srednji i poslednji. Upotrebiću besplatni Epcos MDT program koji se uvek može skinuti sa Epcos sajta i nije zahtevan za instalaciju.


.pdf   749197341.pdf (Size: 63,38 KB / Downloads: 15)

.pdf   749197321.pdf (Size: 65,06 KB / Downloads: 10)

.pdf   749197301.pdf (Size: 64,34 KB / Downloads: 7)

Na priloženim pdf je PrtScrn od sva tri uzorka. Unešene i output podatke sam naznačio strelicama.
Kada ti je poznata veličina i oznaka jezgra, pri tom priložen L jednog od namotaja i saturaciona stuja, onda lako nađeš broj navojaka i gap.
Pošto je Llk data pri 100KHz, trafo je namenjen da normalno radi na toj frekvenciji. Dakle, materijal nije N27 već najverovatnije N87.
Dati parametri se računaju za optimalnu radnu temperaturu trafoa, a to je 100C. Prema tome u MDT unosimo ETD39, N87, pri 100C, L i Isat.

Za CF PP ti odgovara trafo bez gap ili sa što manjim gap, Isat te ne zanima bitno pošto ta struktura konvertora nema problema sa DC bias.
Isat te ovde zanima samo da bi saznao broj navojaka i gap, tj. prvenstveno gap.

Odgovara ti najpre poslednji iz niza, sa oznakom "749197301", jer nema gap i ima najveći odnos Lp/Llk.
Seti se da što je veći taj odnos - manje spajkova na drejnovima i manja potreba za snubbers, kao i veći ugao provođenja izlaznih dioda (duty loss).
E sad, da li će ti odgovarati moguća kombinacija prenosnih odnosa za tvoj slučaj - to je već drugo pitanje.
Sa 6 jednakih namotaja su ti sledeće mogućnosti (1 primar i 1 sekundar): 5:1, 4:2(tj. 2:1), 3:3 (tj. 1:1) i obrnuto ako trafo multiplikuje napon. Kada koristiš split primare ili split sekundare onda imaš još koju mogućnost, naravno.

Prikazan gap u MDT se odnosi na gap izrađen ISKLJUČIVO na srednjem stubu trafoa, tj. sa brušenim srednjim stubom makar na jednoj polutki jezgra.
MDT sa ispravno postavljenim podacima radi veoma precizno i u skladu sa stvarnim radnim uslovima trafoa.

Kada imaš na primer nebrušene obe polutke bez gap, a treba ti gap koji si proračunao sa npr. MDT, onda pod sva tri stuba postavljaš izolacioni materijal koji je debeo polovinu proračunatog gap. Dakle MDT izračunat gap od npr. 0,1mm = 3 x 0,05mm, tj. toliki gap na sva tri stuba. Polje se zatvara kroz srednji stub i kroz oba bočna stuba paralelno. Presek jednog bočnog stuba je tipično polovina od srednjeg, tj. bočni stubovi ravnopravno i parlelno dele fluks srednjeg stuba (ili ako ti je lakše, možeš oba posmatrati kao drugi stub 2C jezgra).

Izuzetak te ravnopravne podele fluksa srednjeg stuba na bokove može biti ako se pravi magnetska struktura sa različitim gap na bočnim stubovima ili stepenastim gap na istim, ili ako postoje dodatni namotaji na bokovima, ali nećemo sad o tome. To je za neke druge (veoma zamršene) priče...

-----------------------------------

Svih pet primeraka sa liste su sasvim upotrebljiva za širu paletu konvertera (kao i što piše): flyback, forward, push-pull.
Jedino što se razlikuju moguće ostvarene snage zavisno od topologije.
Počev od flyback, sa kojim prvi trafo može ostvariti možda oko svega 50-tak vati, osim AHB (jer ima premalen gap za snagu flyback koja se može ostvariti tim jezgrom), pa do poslednjeg koji u nekoj simetričnoj topologiji: HB, FB, PP i naravno CF PP (bio on SIC ili DIC) može "dohvatiti" tih maksimalnih 300W.

Da se razumemo, svi iz palete se mogu upotrebiti i u simetričnim topologijama, i moram priznati da su Wurth pametno to osmislili da zadrže malen Llk kod svih pet iz serije, jer kod onih sa najvećim gap je mali broj navoja, a Llk kvadratno zavisi od broja navoja generalno (vidi kod Morten Nydman lit.), a kod ovih sa malienim gap ili bez gap imaju jaču spregu pa opet ostaje nizak Llk i ako je broj navojaka veći.

Fleksibilno jeste ali nije baš najbolje fleksibilno za jednoprekidački flyback, tj. može za neki slabiji, a za punu snagu od 100-150W u flyback, trebao bi gap od možda 2mm na srednjem stubu... U svakom slučaju se mora priznati da je eto pristojno fleksibilno. Ono što je jako šturo kod Wurth (i baš mi se ne sviđa) je nedovoljno podataka o gotovim trafoima pa se eto moraš indirektno mučiti sa MDT (ništa ih nije koštalo da napišu materijal jezgra, gap i broj navojaka jer to i nije nek "tajna" pošto se eto lako može rekonstruisati).

Zašto je kod tvoje CF PP topologije od velikog interesa što veći Lp?
Zato što je Lp paralelovan otporu potrošača i osim direktnog transfera energije ka sekundaru u taj otpor potrošača, Lp se puni energijom koja negde mora da se vrati (reaktivna energija), a kad se vrati treba je pohraniti negde (aktivni klamp) ili je potrošiti na toplotu (pasivni snubber).

Pretpostavimo da ti je frekvencija na kojoj radiš recimo 100KHz i da zaokružimo trajanje jednog polutalasa (zanemarićemo taj vrlo maleni overlap) na 5uS. Neka bude na primer Vpk primara recimo 25Vpk (slučajna vrednost, eto samo kao primer).
Iz toga sledi Ipk=Ut/L:
- prvi trafo sa Lp od 23,7uH: 25V/23,7uH x 5uS = 5,27Apk
........
- poslednji trafo sa Lp od 326,7uH: 25V/326,7uH = 0,38Apk.

Dakle, kod poslednjeg je reaktivna i beskorisna struja više od 13 puta manja nego kod prvog...

Razlog izbora je sasvim jasan.
-----------------------------------------------------------------

Kod kojih simetričnih (i ostalih) topologija može biti veoma interesantna ova priložena paleta gaps od Wurth?

Kod rezonantnih topologija raznih vrsta.

Posebno kod onih što rade na Fres=f0, jer tamo baš treba reaktivne energije, a izborom gap se može izabrati L_res najbliže interesnoj.

Kod onih koje rade na Fres<>f0, pod uslovom da imaju neki eksterni kalem za L_res, nudi se izbor najbliže odgovarjuće Lp. (znaš ono LP/Lres kod na primer SRC ili PRC ili SPRC)

-----------------------------------------------------------------------

Kod hard sw. topologija (ako nije flajbek, ili možda forw. sa D>=0.5) pametno je imati što manju reaktivnu snagu u prenosnom trafou.

CF PP je takva topologija da je glavni akumulacioni element prigušnica ispred, koja mora imati gap i mora podneti DC bias (tu se već čuva potrebna reaktivna energija).

Trafo ima strujni izvor ispred (ili dva takva kod DIC) i odličnu simetriju rada bez DC bias.

Čemu onda akumulirati energiju u izlaznom trafou?

Za njega bi najbolje bilo da jezgro ima što veći permeabilitet, što manje navojaka generalno i što manji Llk (veoma "tvrda" sprega).
(Vrhunski kandidat su VAC jezgra Vitroperm 500F sa maksimalnim permeabilitetom, samo su jbg poprilično skupa.)

Onda  je minimalna reaktivna snaga akumulirana (bespotrebno) u samom trafou (za razliku od flyback gde mora to trafo da radi, tačnije upravo gap na trafou kao glavni "akumulator" kod flyback).

Reaktivna snaga, baš kao i u energetici onaj stari dobri "cos fi", što stvarno i ovde jeste, bespotrebno opterećuje: žicu, prekidače, snubbers, izvor, smanjuje duty izlaznim diodama, pravi gadan overšut na njima i tako dalje i tako dalje... 

Tamo gde je nužno moramo je trpeti, a gde ne mora onda je izbeći maksimalno.
---------------------------------------------------------

Iron Powder...

Samo ti ime ukazuje da je jezgro napravljeno od praškastog feromagnetskog materijala i da je nekim nemagnetskim  vezivnim sredstvom: upresovano, sinterovano, izlepljeno (jbm li ga šta sve od toga) u jezgro datog oblika.

Iron Powder jezgra su jezgra sa procepom (gap).

Procep nastaje tako što svako to feromagnetsko zrnce ima izvesnu distancu od susednog i skup svih tih distanci formira ekvivalentni ukupni gap.

To su jezgra sa distribuiranim procepom.

Od procenta sadržaja i vrste feromagnetskog praha u odnosu na vezivni materijal, zavisi gustina tih zrnaca, tj. sumirani gap, pa ta jezgra mogu imati izuzetno široku paletu permeabiliteta.
Što bi za nas korisnike bio rezultujući gap i sposobnost maksimalne saturacije u ampernavojcima.

Najčešće sretana jezgra su Iron Powder toroidi, a ima ih i u drugim oblicima naravno.

Osobine su im sledeće (grubo rečeno):

- namenjena su za DC bias, tj. upravo za akumulacione elemente, poput SIC, DIC kalemova kod CF PP, ili storage Buck kalemova kod Buck i forward. Naravno na njima se sasvim uspešno može namotati i flajbek trafo.
O praktičnosti izolovanja za više napone kod powder toroida nećemo diskutovati, ali za manje izolacione sposobnosti je sasvim ok (kao i ostali toroidi bilo koje vrste).

- imaju monotoniju krivu saturacije od jezgara sa diskretnim procepom, tj. mnogo im je maglovitija gornja granica DC bias. Praktično je granica koju će konstruktor dozvoliti za minimalnu induktivnosti kalema. Iz te priče nastaju široke palete neke granice overload, ako su ostali elementi sposobni za to (pogotovo kraći ili retki periodični overload). Tim jezgrima možemo zahvaliti za kineske cifre od bezbroj ampera na lošijim PC napajanjima. Ostvarivi su ti silni amperi, samo ne piše u kom vremenskom periodu :-) . 
Kod jezgara sa diskretnim procepom je ta granica uobičajenih -10% L i ako se DC bias ne mnogo poveća iznad te veličine ode sve u PM, tj. u saturaciju i L prestaje da bude L a ostane samo Llk i Rdc :-). Naravno ako je ta granica bezbedno daleko onda je sve savršeno kao u bajci.

- odlična je ta monotona kriva saturacije, ali su im gubici prilično uobičajeno i osetno veći nego kod feritnih jezgara sa diskretnim procepom (kada je izabran korektan materijal prema frekvenciji).

- monotona saturacija, tj. rastegljiv overload je prilično ključna osobina koja (ponekad zasluženo) trpi prisustvo nešto većih gubitaka.

- u marketu ih prepoznajemo po tome što je obavezno napisana struja uz induktivitet, a gabariti i broj navoja su im pozamašni u odnosu na induktivitet.

Kod jezgara sa diskretnim gap se sve to manje greje, ali je granica overload prilično tačna i nastupa strmo zbog takve krive saturacije. Znaju to ljudi koji su probali na primer class D sa Powder toroidom ili sa nekim drugim netoroidnim jezgrom sa diskretnim gap.
Sve ima svoje mane i prednosti...
(E sad, ima  tu još za*ebancije: Ferroxcube (poodavno) izmislili odličan toroid sa diskretnim gap za class D :-)

Iron Powder jezgra nisu bolja od diskretnih ferita, niti obrnuto.
I jedna i druga su predisponirana za neke navedene osobine i izbor je na korisniku i konstruktoru.

Široka granica overload i manje potrebe za preciznijim računanjem i podešavanjem parametara, ali veći gubici (toplota) - powder toroid.

Uska granica overload, potreban tačniji proračun, ali osetno manji gubici - jezgro sa diskretnim gap.
-----------------------------------

Što se tiče aplikacije od LT oko forward recovery kod dioda, tamo je to svakako veoma kompleksno odrađeno i zahteva cenu jednog Ferarija za mernu opremu :-) ("i tata bi sine" iz " Ko to tamo peva").
Naravno, ljudi su merili i vrlo temljno razmatrali baš brze diode.

Ti ne moraš da se patiš sa takvom mukom i novcem. Za sasvim pristojnu selekciju forward recovery je dovoljno da napraviš ovakav pomoćni sklopić:


.pdf   Test_fr.pdf (Size: 3,79 KB / Downloads: 19)

Pošto radiš sa izlazima manjim od 100Vpp ovo će zadovoljiti.

Naravno, selekcija se mora izvršiti u istoj vrsti dioda. Šotki porediš sa šotki, Si ultrafast sa Si ultrafast, SiC sa SiC i tako dalje...

Na napravljenom CF PP (ili na nekom flajbeku takođe, još lakše) jednostavno zakačiš spravu na diodu od interesa i meriš sa DVM.
Spravicu kačiš najkraće moguće do kućišta interesne diode.

Menjajući diodu saznaćeš koja ti je (po ukupnoj sumi fw parametara) najbolja po tom pitanju, po najmanjem rezultatu na DVM...
O reverse recovery ćemo već drugi put a možda i nećemo, jer je inače taj podatak uobičajeno vrlo dostupan.

Druga putanja je merenje Vpk na drejnovima, bez snubbers (čik ako smeš :-).  Šalim se malo :-)
Najmanja energija spike znači najbolju diodu, sa poznatim trafoom i vezama koje ne menjaš. Menjaš samo diodu pri testu.

Naravno, za takve potrebe se napravi sigurnosni snubber na malo ispod granice Vd tranzistora, ovakav na primer ili sličan tome (bitno je da već "stoji" na Vclamp naponu):


.pdf   Prot_snubb.pdf (Size: 4,46 KB / Downloads: 20)

Praktično je ovakav snubber moćna Zenerica koja će "uloviti" opasne pojave. Suština je da diode budu prvoklasnog kvaliteta i da kondenzatori sa diodama sačinjavaju vrlo nisko induktivne putanje između drejnova i sorsova mosfeta (ili IGBT, šta god). A Bjt hladiš naravno (ako treba). Svakako da moraju biti za viši napon od očekivanog i za osrednje struje.


Poenta je da se spajkovi mogu "razmahati" slobodno u okvirima ispod sigurnosnog klampa, neometani pri tom sa Irr i trr klamp dioda (zato SiC diode).


Osciloskopom posmatraš POVRŠINU onog što je spajk i što je ta površina manja izlazna dioda je bolja.

Istom metodom možeš da utilizuješ i spregu trafoa, kao i niskoinduktivne veze sekundara ka diodama, kao i ESL i ESR izlaznih kondova...
Naravno, spajk je sve ono što se pojavi iznad očekivane amplitude zaravni impulsa...


Pozdrav,
Macola
Reply
#65
Dobro, evo da krenem s DIC induktorima: Iron Powder jezgra po svojim karakteristikama odgovara za DIC. Može se očekivati nešto veće zagrijavanje, ali to treba isprobati i moguće da neće trebati tražiti alternativu sa feritnom jezgrom i diskretnim gapom. Naručujem zasad DPE-25/0,15/7,0-V.

Feryster trafoe za sad ostavljamo po strani i koncentriramo se na WE-FLEX+ (ako budu hjeli slati uzorke Smile). Razumio sam ovu priču sa Lp, pa bih na osnovu toga predložio recimo da se 4 namotaja spoje u seriji za primar, a preostala dva u paraleli za sekundar. To bi trebalo na izlazu osigurati 5-6 A, opseg napona ćemo vidjeti. WE u svom konfiguratoru tu konfiguraciju namotaja naziva 12 : 41 : 00 prikazanu ovako:

[Image: k8IAVhq.png]

Za 749197301 imali bi tako Lp=1307 µH, a Ls=164 µH. Koji je u toj konfiguraciji omjer N=np/ns? 4:0.5 što je 8:1 ili ipak samo 4:1?

Ovo za fr dioda izgleda obećavajuće. Probati ću to s diodama koje imam i nastaviti testirati one koje bi se koristile u prvom prototipu. Ovdje još nismo dotaknuli priču o sinkronom ispravljanju, ali doći će i to na red.
Reply
#66
Prenosni odnos je 4:1.

U DS stoji da su svih šest namotaja identični.

Svaki od tih namotaja će ravnopravno imati jednake napone, koju god sekciju pobudio, pa će stoga odnos napona biti 4:1 a to je transformacioni odnos.
Dakle, možeš posmatrati to kao četiri jednaka naponska izvora, npr. baterije, vezane na red (primar) i dve iste takve vezane paralelno (sekundar).
(onako, baš lagano objašnjenje)

Induktivitet Lp će ti biti: 4^2 x base_l, tj. 4 x više navojaka = 16 x veći induktivitet, tj. 16 x 326,7uH = 5,2272mH.

Induktivitet sekundara je 1 x base_l, tj. onih "osnovnih" 326,7uH, odnosno ta dva namotaja koji su paralelovani (ako su potpuno jednaki) možeš posmatrati kao jedan namotaj sa debljom žicom (koja je u našem slučaju podeljena na dve tanje). To paralelovanje možeš posmatrati samo kao dvostruku dopuštenu struju opterećenja u odnosu na onu koju podnosi debljina žice jednog namotaja, a napon je 1Ubase.

Impendanse ti takođe stoje kvadratno prema prenosnom odnosu, tj. 4^2 : 1^2 odnosno 16:1.

Pozdrav

P.S.

Ono oko fr ne izgleda obećavajuće već realno radi, posebno je lako uočljiva razlika kod one druge verzije sa sigurnosnim klampom i SiC diodama visokih performansi.
Reply
#67
Hvala ti na ispravci, ja sam zbrajao induktivitete kao da nije riječ o trafou. Uputio sam pitanje WE u svezi izvedbe trafoa jer ako su namotaji monitirani jedan preko drugoga valjalo bi pametno iskoristiti ih da se dobije što bolje ispreplitanje/interleaving. U stvari moglo bi se iskoristiti i samo tri namotaja za primar u seriji, a ostalo u paraleli za sekundar (do 9 A). Za ta dva slučaja pretpostavljam da bi ovakav izbor namotaja bio optimalan:

[Image: dOKq7Ol.png]

(žuta i zelena boja izabrana da se vidi da se tu radi o nekakvoj izmjeničnoj struji  24)
Reply
#68
Naravno da je bolji ovaj drugi slučaj (opet Morten Nydman lit.).

Daltonistima je sve to zelena. Dakle DC. :-)
Reply
#69
Nastavio sam se dalje igrati u LTspice, ovaj put sam htio vidjeti kako stvari izgledaju kada je dodan gate driver za buck i strujni trafo. Kao gate driver sam uzeo LTC4440 jer je od ovih koje sam probao jedini koji ne ruši u jednom trenutku simulaciju. Za strujni trafo sam uzeo Murata 55100C koji trpi do 15 A i dolazi u standardnom pakovanju. Strujni limit se kod LM5041B pali na 500 mV, pa sam za jezgru koja bi trebala davati nešto više od 6 A na sekundaru, postavio granicu na oko 8.2 Arms (narančasti I(Vclamp) na grafikonu). Izlaz iz strujnog trafoa je V(cc). Vidjeti ćemo koliko će to odgovarati realnosti. Omjer između induktiviteta primara i sekundara sam postavio na 10000 jer je trafo sa N=1:100. Sekundarni induktivitet je deklariran od strane proizvođača.

[Image: JE1uvZb.png]

Drugu stvar koju sam isprobao je sinkroni buck, možda dead-time donjeg mosfeta nije naoptimalnije namješten, ali simulacija dobro izgleda:

[Image: oCHyuUS.png]

Finalno, htio sam vidjeti kako bi izgledalo kada bi se dodalo sinkrono ispravljanje. Za to sam morao (jesam li?) dodati drugi sekundar, pa ako će se koristiti WE-FLEX+ onda će četiri namotaja otići na sekundar (po dva u paraleli za oko 6 A na izlazu) i dva u seriji na primar. Pokušao sam iskoristiti PUSH i PULL izlaze dovedene preko impulsnih trafoa (Coilcraft DA2320) i push-pull drivera za ispravljačke mosfete kako je to učinio i TI u njegovom dizajnu (vidi primjer TI#4 iz prvog posta). Izabrani IRFB3077 nije nasumičan, na listi je preporučenih od IR-a i iskoristio sam njihov Spice model. Nažalost ovo ne izgleda dobro, otkačio sam Vclamp izvor kao teret, ali ni u tom slučaju ne mogu izbjeći "rupe" u Vout, što mislim da je posljedica overlap-a PUSH i PULL signala:

[Image: UKIItcK.png]

Umjesto sakrivenog ESR-a izlaznog C1, spojio sam u seriju R9. U ovisnosti o njegovoj vrijednosti špicevi na ispravljačkim mosfetima uvelike variraju.
Zamjena izlaznih dioda mosfetima mi je vrlo zanimljiva, jer za veće struje vjerujem da bi se disipacija mogla smanjiti i za 10 W, što je sve samo ne zanemarivo.

Pitanje #11: što ne valja u simulaciji baziranoj na TI#4?


Attached Files
.zip   DIC level 2_WE Flex Vbuck (current trafo).zip (Size: 83,14 KB / Downloads: 0)
.zip   DIC level 2_WE Flex Vbuck (sync).zip (Size: 78,14 KB / Downloads: 0)
.zip   DIC level 2_WE Flex Vbuck (sync rec).zip (Size: 102,47 KB / Downloads: 0)
Reply
#70
Ix(Q1: D) i Ix(Q2: D) u grafikonima imaju spikove 160A+ u isto vreme,
tako da ti najverovatnije to vreme spikova (overlap sinhronih mosfeta) provode obadva i stvaraju KS i obaraju V_out
Tako da moraš ugurati malo zakašnjenje za Push i za Pull ranga
Ako pogledaš Vup i Vdown več ima smisla upotrebiti jih za kontrolu sinhronih mosfeta :-) simulacije.

PullDown otpornike 10K netrebaš na gatovima pošto jih drivuješ sa totem-polom
a dobro bi bilo dodati izmedju driva totem-pol i gatova barem nekakav otpornik (ili R-D) da limitiraš struju zbog Qgate

Izlazni kond C1 biče najverovatnije sastavljen iz više manjih konda low ESR, pa če ti biti ukupni ESR najverovatnije manji od 0,02R!

PS:
Pogledaj Net listu odabranih Mosfeta, kakav macro za Body diodu su tu stavili...
LP
Dragan
Reply
#71
(11-15-2017, 03:01 PM)Dragan100 Wrote: Ix(Q1: D) i Ix(Q2: D) u grafikonima imaju spikove 160A+ u isto vreme,
tako da ti najverovatnije to vreme spikova (overlap sinhronih mosfeta) provode obadva i stvaraju KS i obaraju V_out
Tako da moraš ugurati malo zakašnjenje za Push i za Pull ranga
Ako pogledaš Vup i Vdown več ima smisla upotrebiti jih za kontrolu sinhronih mosfeta  :-) simulacije.

PullDown otpornike 10K netrebaš na gatovima pošto jih drivuješ sa totem-polom
a dobro bi bilo dodati izmedju driva totem-pol i gatova barem nekakav otpornik (ili R-D) da limitiraš struju zbog Qgate

Izlazni kond C1 biče najverovatnije sastavljen iz više manjih konda low ESR, pa če ti biti ukupni ESR najverovatnije manji od 0,02R!

PS:
Pogledaj Net listu odabranih Mosfeta, kakav macro za Body diodu su tu stavili...

Da, struje kroz Q1 i Q2 su velike jer originalni PUSH i PULL se preklapaju i imam efektivno kratki spoj. Sve izgleda "puno bolje" kada se na ulaze impulsnih trafoa dovedu Vup i Vdown. Tada nemam takvih špiceva ali mi bez tereta kroz te mosfete ide preko 3,5 A. Nije neka sreća.

Zanimljivo je i to sa pull-down otpornicima (R1 i R6): bez njih struje na primarnoj strani kroz (DIC induktore) odu preko 100 A. Stavljanje otpornika u gate Q1 i Q2 (npr. 10 oma) ne mijenja situaciju.

Znam da će C1 biti za red veličine manji, trenutno s tako niskim ESRovima imam još veće špiceve na Q1 i Q2. Još jedan potsjetnik da čitav dizajn ne valja. Razlika između ove simulacije i TI#4 je što je potonji SIC, a ne DIC pa ima i push-pull primar.
Reply
#72
(11-15-2017, 03:01 PM)Dragan100 Wrote: PS:
Pogledaj Net listu odabranih Mosfeta, kakav macro za Body diodu su tu stavili...

Što da gledam u modelu za body diodu?
Reply
#73
Probaj sa nekim Bleeder otpornikom kao opterečenjem izlaza Uout, recimo barem 10mA, pa probaj. Ili opet stavi Vclamp na izlaz!
Bez opterečenja mora konvertor u "burst mode" ili u "preskakanje pulsa" inače gde če energija ...

Simulacija ti je alat, dizajn je OK, ali treba utrimovati vremena paljenja pojedinačnih sklopova, to ti i simulacija sa svojim grafikonima kaže,
inače driveri baš namenjeni za tu svrhu, recimo LM5041 baš i to rade!
Ali nema Spice modela tek tako okolo! Jeb*ga!!!
LP
Dragan
Reply
#74
Evo probao i SIC varijantu (jedan induktor, push-pull primar), stvar je i dalje nepromjenjena, špicevi postoje, dok god se koriste PUSH i PULL signali koji se preklapaju (overlap). Kako to radi kod TI nemam pojma.
Reply
#75
(11-15-2017, 03:42 PM)prasimix Wrote:
(11-15-2017, 03:01 PM)Dragan100 Wrote: PS:
Pogledaj Net listu odabranih Mosfeta, kakav macro za Body diodu su tu stavili...

Što da gledam u modelu za body diodu?
Net lista spice modela:
....
negdje na kraju je i model te diode

.model D ... šta je u modelu stavljeno za tu Body diodu
LP
Dragan
Reply
#76
(11-15-2017, 03:48 PM)prasimix Wrote: Evo probao i SIC varijantu (jedan induktor, push-pull primar), stvar je i dalje nepromjenjena, špicevi postoje, dok god se koriste PUSH i PULL signali koji se preklapaju (overlap). Kako to radi kod TI nemam pojma.

Kod LM5041 Push i Pull imaju svoju kontrolu DeadTime ili OverLap zavisi od primene topologije, šta trebamo...
http://www.ti.com/general/docs/datasheet...Id=SNVS605
LP
Dragan
Reply
#77
Prasimix,
ostavi za sada Sinhrono usmjerivanje , upotrebi diode na tom mestu i upoznaj se dobro sa vremenima okidanja svakog sklopa posebno,
posmatraj rezultate/grafikone sa svim promenama (korak po korak) i koji uticaj imaju.
Na kraju se doda samo to Sinhrono sa mosfetima ako baš vidiš da ti to donosi neku manju disipaciju u okvirnom razmatranju KKD!
LP
Dragan
Reply
#78
(11-15-2017, 03:47 PM)Dragan100 Wrote: Probaj sa nekim Bleeder otpornikom kao opterečenjem izlaza Uout, recimo barem 10mA, pa probaj. Ili opet stavi Vclamp na izlaz!
Bez opterečenja mora konvertor u "burst mode" ili u "preskakanje pulsa" inače gde če energija ...

Simulacija ti je alat, dizajn je OK, ali treba utrimovati vremena paljenja pojedinačnih sklopova, to ti i simulacija sa svojim grafikonima kaže,
inače driveri baš namenjeni za tu svrhu, recimo LM5041 baš i to rade!
Ali nema Spice modela tek tako okolo! Jeb*ga!!!

Ma probao sam i sa otpornikom i sa Vclampom. Ne pomaže. Znam da smo u simulaciji, ali lako mi je zamisliti da ovo ni u realnosti ne može raditi. Baš kao ni moja prva simulacija koju je majstor Macola brzo doveo u red. Postoji spice za LM5041 kao i primjer za TINA, ali nisam se s time usrećio. No, ne znam kako bi on ovdje uopće pomogao. TI u svojoj app noti uopće ne navodi bilo kakav problem vezano za sinkrono ispravljanje. Možda mi je overlap pregrubo postavljen.
Reply
#79
(11-15-2017, 03:52 PM)Dragan100 Wrote:
(11-15-2017, 03:48 PM)prasimix Wrote: Evo probao i SIC varijantu (jedan induktor, push-pull primar), stvar je i dalje nepromjenjena, špicevi postoje, dok god se koriste PUSH i PULL signali koji se preklapaju (overlap). Kako to radi kod TI nemam pojma.

Kod LM5041 Push i Pull imaju svoju kontrolu DeadTime ili OverLap zavisi od primene topologije, šta trebamo...
http://www.ti.com/general/docs/datasheet...Id=SNVS605

Tako je: ako je TIME (pin 14) spojen prema GND onda određuje overlap, a ako se želi deadtime (za voltage fed konverter) onda se kači na REF (pin 4). U simulaciji se trenutno ne koristi LM5041 već dva izvora čiji su signali namješteni da postoji overlap.
Reply
#80
(11-15-2017, 03:58 PM)prasimix Wrote:
(11-15-2017, 03:47 PM)Dragan100 Wrote: Probaj sa nekim Bleeder otpornikom kao opterečenjem izlaza Uout, recimo barem 10mA, pa probaj. Ili opet stavi Vclamp na izlaz!
Bez opterečenja mora konvertor u "burst mode" ili u "preskakanje pulsa" inače gde če energija ...

Simulacija ti je alat, dizajn je OK, ali treba utrimovati vremena paljenja pojedinačnih sklopova, to ti i simulacija sa svojim grafikonima kaže,
inače driveri baš namenjeni za tu svrhu, recimo LM5041 baš i to rade!
Ali nema Spice modela tek tako okolo! Jeb*ga!!!

Ma probao sam i sa otpornikom i sa Vclampom. Ne pomaže. Znam da smo u simulaciji, ali lako mi je zamisliti da ovo ni u realnosti ne može raditi. Baš kao ni moja prva simulacija koju je majstor Macola brzo doveo u red. Postoji spice za LM5041 kao i primjer za TINA, ali nisam se s time usrećio. No, ne znam kako bi on ovdje uopće pomogao. TI u svojoj app noti uopće ne navodi bilo kakav problem vezano za sinkrono ispravljanje. Možda mi je overlap pregrubo postavljen.
Može li Link, da ne tragam naokolo, pogledaču TinaTI simulaciju...
Ako nije spice model kriptiran, jednostavno ga prebaci u LTspice.

Simulacijski SW imaju svi skoro identičan engine, tako da su rezultati skoro pa isti.
Neznam šta misliš sa tim "nisam se stim usrečio",
podjednake rezultate kao što si jih do sad prezentirao, davat če ti istim unošenim podacima i LTspice u Multisim, Tina....itd

Overlap na sinhronim mosfetima nema šta da radi, zapravo body dioda mora da prvo provede i kad imamo nekoliko desetina mV na body diodi
morao bi provesti mosfet i Rds_on obaviti posao.
Sa overlapom napravimo KS preko sekundara preko 2*Rds_on.
LP
Dragan
Reply


Forum Jump:


Users browsing this thread: 2 Guest(s)