Thread Rating:
  • 0 Vote(s) - 0 Average
  • 1
  • 2
  • 3
  • 4
  • 5
LabPSU - LTSpice
#21
@Gosha, sve sam to vec video i zagledao … Ja sam u potrazi za nesto "ozbiljnijim" spravama koje bih gledao da nekako na kraju i napravim.
Ovaj koncept koji sam postavio je po uzoru na HP E3611A, sprava koja se danas tako "matora" 20-30 godina polovna prodaje izmedju 200-500$!
Na stranu cena, ovo sto sam do sad video u simulatoru ima sjajne karakteristike a cilj mi je da tu upotrebim sad relativno jeftine delove, IRFP240, LM4562 i slicno.
Reply
#22
Evo merim ovu simulaciju, dodao jos jedan R/C clan tamo oko potenciometra, znas koliki je ripple na 12V 1A?
5uV! Ili to mu dodje oko 104dB PSRR Big Grin To je na ivici merenja u simulatoru Smile
Znaci shema razvaljuje kako radi, a obzirom da je to HP prodao vec u jedno XYZ hiljda primeraka ne sumljam da ce to vrlo slicno da radi u praksi!
Neka radi i 10x gore u praksi, to je i dalje 50uV, fenomenalan rezultat a upotrebicu daleko bolje OP-ove (originalno bio LF411, ja planiram LM4562).
Moj Rigol osciloskop ima 250uVpp shuma (@20MHz BW) sa kratkospojenim ulazom, znaci to nebi mogao ni u ludilu da izmerim sa njim! A ako bih nesto i primetio na osciloskopu, znaci da sam nesto/negde debelo zabrljao kod izrade.
Reply
#23
Evo i verzija sa strujnom kontrolom.

[Image: attachment.php?aid=14480]

Sto se tice digitalnog zadavanja U/I, hmm, za struju je prosto ali za napon ne znam kako da resim.
U svakom slucaju mora referentna tacka da bude Vout za taj digitalni deo.


Attached Files Thumbnail(s)

Reply
#24
(05-03-2015, 09:50 AM)mikikg Wrote: Evo i verzija sa strujnom kontrolom.

Miki probaj da umesto R6 stavis CCS oko 1mA pa da vidimo da li ima nekih pobolsanja.
U svakom slucaju tu nece da skodi CCS koji se napaja sa Vref i cija se struja podesava nekim trimerom tako da se ogranici max Vout.
Reply
#25
Malo mi je nejasan taj deo oko setovanja napona kako radi.
Fora je u tome sto tu prakticno vec ima CCS jer je Vref uvek 5V veci od Vout (Vout je common) i uvek mi je struja kroz RVset nekih 0.8mA nevezano za to koliko mi je pot "odvrnut".
Zato ne znam kako sad tu da "uglavim" nekakav naponski izvor (iz DAC) koji ce to upravljati Sad

Za setovanje struje sam probao sa naponskim izvorom (doveden na R11 i Vout) i to radi OK ali napon me buni …

I ovaj grafikon pokazuje da se tu barata sa CCS oko setovanja napona, potpuno je linearna zavistnost RVset naspram izlaznog napona.

[Image: attachment.php?aid=14481]

Hmm pa cek, trebam menjati napon na R6?? Sad cu da probam ...


Attached Files Thumbnail(s)

Reply
#26
Jedno od resenja je i digitalni pot tipa PGA2311.
Reply
#27
Ne moze digipot zbog napona …
Probao sam ovo sa menjanjem napona na R6 i to je to!!!

RVset treba da bude trimer kao i R11 zbog kalibracije.
Dakle DAC treba da bude sa svojom referencom i zajednicka tacka im je Vout.

U sustini sad imam sve elemente resene!!!

Jos malo cu to da uoblicim i proverim pa da vidim sta dalje oko DAC-ova da radim, tj stavicu ulazne buffer-e pa moze ili POT ili DAC da se upotrebi.
Reply
#28
Ne mora se merni shunt referisati na Vout. Može se shunt staviti u povratnugranu od mase ka - strani greca, jedino što treba mernom op-ampu obezbediti negativno napajanje zbog CM ulaza.

Uvek se može rešiti tako da oba zadatka curr-limit i Uout budu referisani jednim krajem na masu ispravljača, tj na njegov minus od izlaza.
Tako se dodatno obezbeđuje da, ukoliko MCU nije galvanski razdvojen, stoji na raspolganju i merenje internim A/D konvertorima, gde se razdelnikom čita Vout, a sa izlaza current limit ampa takođe pozitivan izveštaj o veličini struje.

A može to i sa jednostrukim napajanjem kada se koriste rail to rail op-amps.
Evo nacrtaću.
Reply
#29
Evo blok dijagrama za putanju kojom treba rešiti upravljanje lab PSU pomoću MCU koji nije galvanski razdvojen:


.pdf   Bl_sch_PSU.pdf (Size: 11,75 KB / Downloads: 55)
Reply
#30
Ako se sumnja u to da će op-amps moći da "dohvate" nulti napon na svojim izlazima, sasvim lako je "pozajmiti" negativnih  -0.7  do -1V iz glavnog pogona uz utrošak par W discipacije na D11 (zavisno od max struje PSU).

Ovako na primer:


.pdf   Bl_sch_PSU_neg_rail.pdf (Size: 12,71 KB / Downloads: 48)

Tih 0.7 ili malo više negativnog naajanja je sasvim dovoljno da i obični op-amps sigurno "dohvate" nulti napon na izlazu.
Neće ni malo smetati što taj napon varira prema padu napona na shunt.
Reply
#31
Ok hvala, kapiram kako ovo radi. Ti si napravio i kompletan U/I regulator i merenje.

Nego sad tu imam drugi problem koji je vezan za onu gore postavljenu shemu, Voltage control mi vise nije referenciran na istim tackama.
Konkretno izlazni stepen sa onim MOS-FET (ti su izabrani zbog velike discipacije, brzi, jeftini) ne mogu vise jednostavno da upravljam. To mi je bio jedan od prvih problema na koje sam naisao kada sam se referencirao ka GND.
Neznam sad kako bih to uklopio, tvoj sklop sa onim izlanim stepenom.

Inace onaj izlazni stepen bar sudeci po LTspise simulaciji radi fenomenalno dobro ...

Takodje mi ostaje pitanje kako sve to ispovezivati ako hocu da napravim 2x sve ovo pa da ima split napajanje.
Morace negde da se se radi galvanska izolacija ...
Reply
#32
Pa ne znam, Uvek je moguće upravljati izlaz na dosta načina.  Kod upotrebe Mosfeta kao power tranzistora u lab PSU, treba im obezbediti dosta snažan strujni drive gejtova, jer to je ono što dovodi do kašnjenja NFB i povećane potrebe za kompenzacijom.

Mosfet je ultrabrz element, ali pod uskovom da mu se obezbedi dovoljna struja za punjenje i pražnjenje kapaciteta G-S i D-G.

Mislim, ne može preći brzinu odziva izlaza koja je ograničena sposobnošću punjenja tih kapaciteta i veličine struje kojom se može puniti Cout.
To su glavni ograničavajući faktori za konačnu brzinu odziva na promenljivo optetrećenje.
Ovde je za gejtove obezbeđeno 1k2 koji mora biti napajan sa ulaznog napona ispravljača.
Taj koncept već discipira samo na tom otporniku oko 1W za izlaz od 30V, gde ujedno imamo i gubljenje nekih 4 V minimalno zbog Vtresshold mosfeta.
Dakle, već za 30V izlaznih moramo imati minimalnu amplitudu donjek pika bruma od 36V na dolaznom ispravljaču i to pri najvećem opterećenju.

Taj spoj je prilično neekonomičan jer "baca" oko 6V x Iout na beskorisnu toplotu i izlazni napon može dohvatiti tek nekih 6V manje od dolaznog napajanja.
Ujedno je takav spoj sporiji od stepena sa običnim BJT darlingtonom zbog male struje punjenja gejtova kroz 1k2, te je i konačna brzina odziva srazmerna tome.

Ekonomični spojevi za power izlaz bili bi PNP BJT ili P mosfet za pozitivan izlaz. Onda je njihov drive na dole od dolaznog napajanja i može se ugurati energije za drive koliko hoćeš bez specijalnih intervencija. Raspolaže se punim swing na izlazu i može se iskoristiti i poslednji volt dolaznog napajanja.  
Toje malo komplikovvaniji način aliobezbeđuje veliku brzinu izlaza, nema problema sa tresholdima mosfeta ili dovoljno struje za BJT.

Evo nacrtaću par tih efikasnih i brzih izlaznih stepena i načine delovanja na njih.

Na takvim izlazima se treba bazirati za najbolje rezultate.

Evo nekih uopštenih primera za razne verzije i oblike izlaza. Svi su vrlo brzi i nemaju problema sa drive i output swing.


.pdf   Outputs_vers.pdf (Size: 17,6 KB / Downloads: 46)
Reply
#33
Inače, što se tiče kopiranja pozitivnog napona na negativni izvor, to se radi ovako:


.pdf   Split_reg.pdf (Size: 4,81 KB / Downloads: 37)
Reply
#34
Heh, opet si me "resetovao" Smile
Moram sad da iscackam sta od svega ovoga upotrebiti i kako …
Reply
#35
Miki,

Ono što sam zaboravio da napomenem kod ovih izlaza koje sam nacrtao u jednom od postova iznad je da svi do jednog imaju značajno naponsko pojačanje, za razliku od emiter folower-a ili source folower-a.

To njihovo pojačanje se množi sa open loop pojačanjem op-amp-a u povratnoj vezi i tada i lošiji op-amp može značajno bolje raditi  (a tek dobar...).

Sa običnim TL431 (kome je open loop gain nešo reda 2-3000) se postiže konačni open loop gain reda 300.000-500.000, a možeš zamisliti na primer sa LM4562 kome je open loop gain 140dB!

Uopšte nije ista priča staviti takav izlazni stepen ili običan folower.

Dakle, osim prednosti sa  lakim i snažnim rešenjem pobude, koja bukvalno ne zavisi od output swing (za razliku od EF darlingtona gde kada se izlaz približi naponu napajanja opadne struja kroz Rb), ovo ima output swing koji doseže napon napajanja  manje samo za Usat tranzistora, i konačno open loop pojačanje je uvećano kao od šale za više od 100 puta u odnosu na EF ili SF.

Open loop pojačanje čitavog sklopa definiše najmanju grešku koju sklop može"videti" pomoću NFB, i odatle je sasvim jasno da sa porastom open loop gain rastu regulacioni kvaliteti i po dolaznom naponu kao i po opterećenju.

Zbog snažnog drive i vrlo konstantnih njegovih karakteristika nezavisnih od izlaznog napona, brzina ne manjka i takođe se lako rešava kompenzacija.

Kod EF ili SF struja baza ili kod ovog drugog struja punjenja Cgs i Cdg, opada sa povećanjem izlaznog napona.
Samim tim opada sposobnost punjenja izlaznog C, posledično raste kašnjenje NFB.
Naravno, iz toga sledi zaključak, da kod EF ili SF izlaza, samo za jedan Vout je kompenzacija idealana, dok za ostale nije već će se javiti overshoot kod nižih izaznih napona i zaobljenje prelaska na zaravan kod viših napona.

Kod  ovih koje sam nacrtao to nije slučaj.
U čitavom opsegu izlaznih napona kompenzacija je vrlo ujednačena.

I na kraju oko nacrtanih sklopova koji imaju interni CL:

Tamo gde postoji feed forvard merenjem struje izlaznog elko (PSU sa ultrabrzim odzivom) dobro dođe interni strujni limit za izlazni tranzistor jer njegova struja nije direktno povezana sa strujom izlaza (onom koja se limituje samom regulacijom od strane korisnika) već je mnogo veća zbog toga što se izlazni elko puni van te regulacione petlje.


------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
----------------------------------------------------------------------------------

Takozvani lab. PSU uobičajeni u prodaji i nisu toliko "lab" koliko to zvuči iz imena.

Mnogi čak i vrlo renomirani proizvođači obično nude vrlo robustan PSU, kome je dominantna osobina da bez smrti podnese svakakvu budalu od rukovaoca, a same stabilizacione karakteristike su savim prosečne i obično u rangu nečeg sa 723 ili nešto bolje poput LM10.
Brzina odziva je takođe nešto u rangu odziva LM317 i ništa posebno više od toga.

To je u stvari i urađeno u skladu sa uobičajenim i prosečnim potrebama za neke tipične upotrebe.


Naravno, postoje i daleko ozbiljniji zahtevi, na primer posebno ka brzini odziva.

Tada se takav uređaj pravi sa push-pull izlaznim stepenom, najmanje u AB klasi, što je u stvari kaskadiran serijski stabilizator sa shunt stabilizatorom i ima jednak tranzijentni odziv i na gore kao i na dole.
Praktično, strujno veoma sposoban audio amp, kompenzovan za rad sa teškim C teretom.

A tek kada se insistira na ultrabrzom odzivu, onda se u izlazu koriste tranzistori koji "dohvataju" desetine pa i stotine MHz (predajnički power tranzistori sa "vrućom" cenom) i imaju desetak puta veći strujni kapacitet od samog PSU.

Jedna od mera kojom se enormno ubrzava odziv je merenje struje jednog od izlaznih elko i uvođenje te veličine u povratnu vezu ili feed forward.

Takva naprava ostvaruje tranzijentni odziv koji konačno samo zavisi od "sirove snage" izlaznog stepena i određena je jedino sposobnošću da se promeni potencijal na izlaznim elko, tj. bukvalno maksimalnim (i baš velikim) strujama za to.

Postoje i takvi čiji se odziv meri delovima mikrosekunde ili kraće.


Al iipak ponovo napominjem da za običan lab. PSU, za uobičajene potrebe, već zadovoljava stabilnost reda 10mV na load i 10mV na kolebanje ulaznog napona, i tranzijentni odziv reda milisekunde.
To je već prilično ozbiljan lab. PSU koji se vrednuje od par stotina do 1K euro (zavisno od broja kanala i okolne opreme).

Žestoki zahtevi automatski zahtevaju dodatne mere i poprilično dodatnog novca, i možda ima smisla "ganjati" super performanse jedino za super zahtevne korisnike u ovom audio svetu.

I na kraju čitave priče.
Problemi kod PSU drastično rastu sa porastom izlazne struje i veličine izlaznog C.

Pozz
Reply
#36
Probao sam prvu verziju iz "kompleta" izlaznih stepena.
Nije mi dobro radilo, svasta sam probao da ga "smirim" (menjao FB kompenzaciju, menjao diode u emiteru Q2, menjao izlazni elco, otpore oko drajvera).
Veoma losa fazna margina, vidi se da "zavrce" fazu pre nego sto gain ode ispod 0dB, osciluje ...
Mozda sam negde pogresio sa implementacijom, ne znam ...

[Image: attachment.php?aid=14496]


Attached Files Thumbnail(s)

Reply
#37
^^ U emiteru Q2 sam dodao 50ohm otpornik i sve je proradilo kako treba Smile
Cak sam dobio nove "rekorde", 121dB PSSR (u simulatoru) Smile
Reply
#38
Baci asc fajl da dodam par detalja.
Reply
#39
[Image: attachment.php?aid=14497]

Dostavljam i modele za "zanimljive" tranzistore, BD139, BD140, 2SA1943, 2SC5200 (dadati u lib/cmp/standard.bjt)


Code:
.MODEL BD139  NPN(IS=1e-09 BF=222.664 NF=0.85 VAF=36.4079

+IKF=0.166126 ISE=5.03418e-09 NE=1.45313 BR=1.35467
+NR=1.33751 VAR=142.931 IKR=1.66126 ISC=5.02557e-09
+NC=3.10227 RB=26.9143 IRB=0.1 RBM=0.1
+RE=0.000472454 RC=1.04109 XTB=0.727762 XTI=1.04311
+EG=1.05 CJE=1e-11 VJE=0.75 MJE=0.33
+TF=1e-09 XTF=1 VTF=10 ITF=0.01
+CJC=1e-11 VJC=0.75 MJC=0.33 XCJC=0.9
+FC=0.5 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.5 TR=1e-07 PTF=0 KF=0 AF=1¸
+ VCEO=80 ICRATING=1A MFG=PHILIPS)

.MODEL BD140  PNP(IS=1e-09 BF=650.842 NF=0.85 VAF=10
+IKF=0.0950125 ISE=1e-08 NE=1.54571 BR=56.177
+NR=1.5 VAR=2.11267 IKR=0.950125 ISC=1e-08
+NC=3.58527 RB=41.7566 IRB=0.1 RBM=0.108893
+RE=0.000347052 RC=1.32566 XTB=19.5239 XTI=1
+EG=1.05 CJE=1e-11 VJE=0.75 MJE=0.33
+TF=1e-09 XTF=1 VTF=10 ITF=0.01
+CJC=1e-11 VJC=0.75 MJC=0.33 XCJC=0.9
+FC=0.5 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.5 TR=1e-07 PTF=0 KF=0 AF=10
+ VCEO=80 ICRATING=1A MFG=PHILIPS)

.MODEL 2SC5200_k npn IS=300f BF=100 NF=1 BR=8.025 NR=1.0 ISE=200p IKF=18 NE=2.0 ISC=2.01764E-10 NC=1.5 VAF=400 VAR=100 IKR=1.39087 RB=1.1 RBM=0.00011 IRB=1.51189E-6 RE=0.0032 RC=0.0183 CJE=6.1n VJE=0.711 MJE=0.304 FC=0.5 CJC=380p VJC=0.84 MJC=0.25 TF=5n TR=3.342E-7 XTB=1.72 EG=0.78 XTI=3

.MODEL 2SA1943_k pnp IS=650f BF=100 NF=1 BR=8.805 NR=1.0 ISE=10p IKF=15 NE=2.0 ISC=2.01764E-10 NC=1.5 VAF=600 VAR=100 IKR=1.39087 RB=1.1 RBM=0.00011 IRB=1.51189E-9 RE=0.0061 RC=0.0103 CJE=5.26n VJE=0.711 MJE=0.304 FC=0.5 CJC=750p VJC=0.84 MJC=0.25 TF=5n TR=3.342E-7 XTB=2.28 EG=0.81 XTI=3


Attached Files Thumbnail(s)


.asc   pnp-reg-new.asc (Size: 5,13 KB / Downloads: 8)
Reply
#40
BTW: Ima da se kupi LM399H referenca u Digi-Key:
http://www.digikey.com/product-detail/en/LM399H/LM399HLT-ND/2002709?WT.z_cid=ref_octopart_dkc_buynow&site=us

Reply


Forum Jump:


Users browsing this thread: 1 Guest(s)