Thread Rating:
  • 0 Vote(s) - 0 Average
  • 1
  • 2
  • 3
  • 4
  • 5
"Current fed" (CF) konverter
#1
Otvaram ovu temu kao prvi korak u mogućoj realizaciji onoga što je Macola predložio prije više mjeseci. Riječ je o current fed konverteru, odnosno preciznije njegovoj DIC (dual inductor converter) izvedbi. Predložiti ću da se DIC koristi u nastavku, odnosno SIC (kao single inductor converter) za temeljnu topologiju, kao što se navodi u radu Filho, Barbi (1996), A comparison between two current-fed push-pull DC-DC converters – analysis, design and experimentation na kojeg je također ukazao Macola.

Odmah moram naglasiti da je ovo moja prva avantura s izradom konvertera i vjerujem da ću uz pomoć članova ovog foruma uspjeti upogoniti barem jednu verziju, a ideja je nekoliko, pa ću ih odmah ovdje navesti da me stopirate ako sam se zaletio:
  1. Niskonaponski step-down od npr. 50-100 Vdc na 24 V (do recimo 150W). Ovo bih pokušao napraviti kao prvi korak zbog manje opasnih napona nego da krenem odmah petljati sa preko 300Vdc na ulazu.
  2. Mrežni step-down (115/230 Vac ispravljeno) na 48V (min. 200W kontinuirano)
  3. Mrežni step-up (115/230 Vac ispravljeno) na 10 ili 15 kV (do 300W, min. 100W kontinuirano).
Ako sam dobro razumio ovakvi konverteri inherentno dobro podnose velike razlike ulaznog napona, ali ono što mene zanima pored toga je da li bi se isti mogao napraviti s dovoljno promjenjivim izlaznim naponom tako da se isti može iskoristiti za pred-regulaciju i to moguće vrlo tihu, jer Macola kaže:

Quote:Razvijen model se kasnije može unaprediti sa: ZVT soft sw. sinhronim Buck i rezonantnim soft sw. CF DIC.
U tom slučaju može biti u ravni sa LLC konvertorom što se buke tiče, možda i bolji, a sigurno bolji od LLC sa PFC.
No o tom - po tom, prvo treba razviti osnovni model.

Zgodna stvar kod SIC-a je što trpi i kratki spoj na izlazu, što ga čini robusnijim od voltage-fed konvertera i nekih drugih topologija. DIC varijanta ima još niz drugih prednosti nad SIC-om kako se vidi iz tablice 2 gore spomenutog članka (Fihlo, Barbi):
  • Napon na mosfetima je dvostruko manji (veći izbor, manja cijena)
  • Primar ima jedan umjesto dva namotaja (lakše ga je napraviti)
  • Ulazna struja induktora je dvostruko manja (veći izbor, moguće čak manja cijena iako su dva potrebna)
  • Dvostruko manja struja na izlaznom kondenzatoru (manja naprezanja, manja cijena)
  • Dvostruko manji vršni volt-amperi za transformator
  • Nešto manja RMS struja kroz mosfete (0,58 umjesto 0,65 ulazne struje)
  • Dvostruko manja radna frekvencija (manji gubici)
Nego vratimo se na osnovni model, i recimo da će to biti niskonaponski gore naveden pod (1). U nastavku bih htio navesti par rješenja i podatke prije negoli krenem bilo što konkretno raditi, a što bi trebalo pomoći u odluci što je prvi korak. Sva rješenja su bazirana na PWM kontrolerima umjesto MCU/PIC/FPGA i sličnih digitalnih rješenja. Isto tako navesti ću moju "analizu"/tumačenje nekih detalja tih rješenja i pitanja.
Krenimo od Macolina dva prijedloga, prvi sa LM5041A i visokonaponskim ulazom (ili Macola#1):

[Image: 4FiaYbr.png]

Korištena je A-varijanta, što je mislim važan detalj jer za razliku od obične LM5041 ova nema dvije razine strujnog limita (pragovi od 0,5 i 0,6 V) što je gledajući na forumima nekim ljudima izgleda radilo problema. Ja bih odmah otišao na B-varijantu koja ima dodatnu shutdown funkcionalnost. Kao što je i naveo u svom postu, ne koristi sinkroni buck (LD pin 6, nije spojen), a za pogon hi-side mosfeta koristi se impulsni trafo. Start up napajanje se dovodi direktno sa DC busa (+324Vdc) i nakon toga sa ispravljenog izlaza AUX namotaja L12. Za strujni limit se koristi low-side current sensing na R4. Ovo bitno pojednostavnjuje stvar, s time što TI navodi da u tom slučaju treba (više) paziti na PCB dizajn. Na šemi nedostaju main1 i main2 TL431 kontrolne petlje koje pretpostavljam da su standardne i namještene u ovisnosti o dva glavna izlazna napona (npr. +48Vdc).

Pitanje #1: R3, C3 bi trebao biti snubber. Ne znam da li je to dovoljno, jer vidim da ima dosta izvedenica DIC-a gdje se poradilo na clampingu, pasivnom, ali i aktivnom (vidi npr. Nome, Barbi (1998), A ZVS clamping mode-current-fed push-pull DC-DC converter).
Pitanje #2: može li se koristiti umjesto impulsnog trafa za high-side buck mosfet neki recimo 600V gate driver. Macola spominje polovinu Si8233 drivera, ali nisam siguran da li bi u tom slučaju trebao imati neki pomoćni napon za napajanje B-strane (Vdda/Vddb max. 24V)? Htio bih izbjeći impulsni trafo, bez obzira što ih ima gotovih za nabaviti, ali cijena zna često biti nepovoljna.

... i drugi njegov prijedlog s 3525A i niskonaponskim ulazom (Macola#2):

[Image: yG9hv6U.png]

Struja se ovdje mjeri na D17 bucka preko R1 za strujnu zaštitu, koja je dovena na softstart ulaz. D26 i D27 bi trebali biti "pasivni" clamp za mosfete.
Pitanje #3: Ovdje mi nije jasno zašto je M1 bucka spojen na Vc (pin 13) 3524A.

Fihlo i Barbi su u svom tekstu ponudili rješenje sa 3524 (Barbi#3):

[Image: 4ZOmGpX.png]

Strujna protekcija je izvedena preko high-side trafoa koji okida TIC106 i gasi push-pull drivere mosfeta. Ovdje nema buck-a, ali ima ako dobro razumijem "pasivni" clamp sa diodama (2 x MUR1530) na 230 uF.

Za kraj bi naveo i app notu TI (AN-1299) sa LM5041 (TI#4):

[Image: 4yKlybN.png]

Ovo nije DIC, već SIC, ali ga navodim jer ima par zgodnih detalja. Koristi se sinkroni buck, njegovi mosfeti se pogone preko LM5101. Struja se mjeri preko trafoa na high-side, a push-pull mosfeti imaju "fast turn-off" (Q15, Q16). Zbog visoke izlazne struje (do 50 A) koristi se sinkrono ispravljanje po tri uparena mosfeta po poluperiodi, koji su također kontrolirani od strane LM5041 (naravno izolirano, koriste se impulsni trafoi (T3, T4) i push-pull driveri (Q11, Q12 i Q13, Q14). Ulazni induktor i trafo su izvedeni planarno, što je priča za sebe koja će pričekati.

Pitanje #4: ovdje ne vidim nikakav clamping. Da li je on uopće potreban ako imamo ispred buck? Čini se da jest jer Pressman (imam 2. indijsko izdanje Smile) ga stavlja (D8 + Z1) bez obzira što je ovo full-bridge:

[Image: z2wurib.jpg]
Reply
#2
Zgodna tablica iz Pressman-a u kojoj su dani odnosi max. snage i radne frekvencije za različite feritne jezgre (half- i full-bridge):

[Image: 10ZODvY.jpg]

[Image: cp2bZds.jpg]

Pretpostavljam da je ovo dobra aproksimacija koja će se moći koristiti i za DIC. Macola je spominjao RM jezgre, iz ovoga ispada da bi s recimo RM10 mogli računati sa max. 370 W @ 200 kHz, odnosno ako se uzme solidna rezerva 200 W.
Reply
#3
Prasimix,

Baš je lepo što si se zainteresovao za topologiju koja je često bila "rezervisana" za velike snage.
Svakako da ću rado pomoći u skladu sa raspoloživim vremenom i mogućnostima.
Za početak da odgovorim na nekoliko tvojih pitanja...


Koliko će biti dovoljan i da li će biti potreban neki snubber, jako i prvenstveno zavisi od čvrstine sprege primara sa onim što je pravi klamp za CF pretvarače, a to su izlazni kondenzatori.

Kod teoretski zamišljene konstrukcije sa idealnim komponentama i jedinično spregnutim transformatorom, naponskog premašaja ne bi ni bilo iznad onoga što je diktirano sa veličinom koju klampuju izlazni elko.
Objasniću:

Zamislimo dakle da je prenosni odnos transformatora 1:1, da su diode idealne i da izlazni elko ispunjava osnovni uslov Ec>>El.

Ovo "El i Ec" su energije koje borave akumulirane u serijskoj(im) prigušnici(ama) koja(e) se nalazi(e) iza Buck stepena (zavisno SIC ili DIC) i energije koja boravi u izlaznim elko (sumirano za sve izlaze).
Ako je ispunjen taj uslov (da izlazni C zaprema mnogo veću energiju od akumulacione L), onda napon na izlaznim elko možemo smatrati približno konstantnim, jer jedan energetski "paket" iz L ne može bitno promeniti veličinu napona na elko.

Elkos tada možemo posmatrati kao čvrst naponski izvor sa malenim Ri.
Za  bilo kakvu promenu se to stanje (sa idealnim transformatorom 1:1) verno preslikava na primar, te kod oslobađanja jedne strane primara, dok drugi tranzistor drži drugi kraj primara na masi, pražnjenje L završava u naponskom izvoru kome se napon ne menja. Praktično primar postaje naponski izvor i klamp.

Sada već CF izlazni stepen možemo shvatiti kao način da se izlaz iz Buck galvanski rastavljeno prenese, tako što se isecka (jer se transformatorom ne može preneti DC), potom ispravi i tako rekonstruiše ono što bi bilo iza buck zavojnice kod običnog Buck.

Dakle, CF izlazni stepen, sa idealnim trafoom 1:1 i idealnim diodama, možemo posmatrati tako kao da smo izlazni elko prikačili iza kalema običnog Buck konvertora...
Naravno, dodatna pogodnost osim galvanskog odvajanja je i to što možemo imati više sekundarnih namotaja, gde samo od čvrstine sprege transformatora zavisi stabilnost ostalih napona u odnosu na glavni sekundar (kao i kod flyback).

Prednosti CF u odnosu na klasičan flajbek(osim krajnje hardverske jednostavnosti i niske cene) su mnogostruke:  transformator CF stepena nema potrebe za procepom jer nema DC bias, što rešava problem njegovih gabarita, vrlo visoke frekvencije rada, veoma malo navojaka sa malenim gubicima u bakru, što konačno obezbeđuje bilo koju veličinu prenete snage bez posebnih zahteva ka prekidačkim elementima.

Za razliku od jedno-prekidačkog flajbeka, kome je snaga ograničena na reda par stotina vati,  CF(pogotovo full bridge) može baratati sa stotinama kilovata.  

Sam Buck, kao predregulator, je konvertor koji ima jako "rastegljiv" izlazni napon.
Praktične granice (bez dodatnih manipulacija sa pulse skip i frekvencijom) su sa donje strane ograničene minimalnom širinom impulsa, jer impuls ne bi smeo biti uži od one veličine koja sigurno dostiže punu amplitudu drive napona (da se ne bi izašlo iz zone prekidačkog rada tranzistora), a sa gornje strane (ukoliko drajver to može) je ograničen sa 100% duty, što je pun ulazni napon ostvaren na izlazu.
 
Većina starijih kontrolera ima ograničenu minimalnu širinu drive impulsa na oko 1uS. Oni noviji, namenjeni za rad sa low charge mosfetima i koji imaju snažan driver, mogu raditi i sa kraćim vremenima, ali ne previše kraćim.

Dakle, ukoliko bi smo želeli da imamo konsatnu frekvenciju bez prekidanja impulsa, sa nekim uobičajenim Buck kontrolerom, imaćemo minimalnu širinu drive impulsa od oko 1uS, što u zavisnosti od sw. perioda određuje minimalni duty.
Iz toga proizilazi jasan zaključak da Buck može imati veći raspon duty(i raspon od min do max Uout) sa nižom frekvencijom rada, istovremeno i dosta manje prekidačke gubitke, ali na žalost znatno veće gabarite svih akumulacionih elemenata (L i C). Dakle, "rastegljivost" izlaznog napona je u direktnom "sukobu" sa frekvencijom rada.

Kod viših frekvencija rada se to prevazilazi preskakanjem impulsa (odnosno posrednim ili neposrednim smanjenjem frekvencije rada) i tako se obezbeđuje manji duty od minimalne širine impulsa, a pri tom drive ostane korektan, ali na žalost to kvari filtraciju i ravnomeran rad.

Kako god posmatrali, Buck je i pored tih ograničenja sposoban da reguliše veoma širok opseg izlaznih napona.
Kada posmatramo CF iza kao stepen za galvansko rastavljanje, jasno je da je kao posledica i njegov izlaz "rastegljiv", uz to možemo imati više izlaza, za razliku od forward topologija sve stabilisane u isti mah, a osnovnu dimenziju izlaza možemo dodatno skalirati sad već i prenosnim odnosom transformatora za CF stepen.

------------------------

Vratimo se na snubbers. 

Svaki moderni mosfet snage (a tu spadaju oni iz poslednjih nekoliko decenija) imaju internu diodu sa Zener osobinama i to je već prilično moćan snubber sam po sebi (samo discipira na samom mosfetu, a običan negde van).
Snubberska sposobnost je navedena kao npr..:

Avalanche energy,periodic limited by Tjmax "EAR"  =7.9 mJ.
Avalanche energy, single pulse ID = 10 A, VDD = 25 V, RGS = 25 Ω
L = 885 µH, Tj= 25 °C "EAS"  =59 mJ.

Da nije toga, mnogi pretvarači ne bi radili jer veliki broj konstruktora i ne zna da je to poslednja odbrana koja čini njihov konstrukt i pored neoprostivih grešaka, ipak upotrebljivim...
---------------------------
Kada se transformator CF pretvarača veoma čvrsto spregne, imajući pri tom veoma malene rasipne induktivitete, a pri tom se izvrši pedantno rutovanje veza, sa takođe malenim induktivnostima, onda mali ESR i ESL izlaznih kondenzatora, onda izlazne diode sa veoma malim forward recovery vremenom (i to i te kako postoji), onda snubber nije potreban. Dovoljan je zener klamp samih mosfeta.

Primer vrhunskog CF pretvarača, sa vrhunskom pažnjom odrađenog i sa "velikom školom" oko nebrojenih sitnica imaćeš u ovoj literaturi (pa i klampovanje samim mosfetima), koju savetujem da zdušno od slova do slova pročitaš bez obzira na obim:

https://www.google.rs/url?sa=t&rct=j&q=&...iFFq5Non7J

Tu stvarno postoji sve što ti treba da napraviš top-top klasu CF pretvarača ako usvojiš sva znanja odatle.
Inače taj iz primera je hard sw. CF, boost tipa, sa KKD od jedva 98% pri svega 2,9KW i na nekih oko 50KHz :-)...
----------------------------------------------------------------------------

Current fed pretvarači mogu biti vrlo raznovrsnih oblika: od jednostavnih push-pull hard switcing, preko full bridge hard switching, preko full bridge rezonantnih, pa do multirezonantnih sa kombinovanim PWM, FM, čak i PSM...


Strahovita složenost upravljanja je omogućena pojavom moćnih i brzih MCU i svakako da je to put koji obezbeđuje izuzetnu optimizaciju (pogotovo kvalitetne hardverske osnove kad je ima :-).

Mada mi se pomalo čini da konstruktori "klize" ka vrlo kompleksnim softverskim rešenjima i onih stvari koje se rešavaju isključivo hardverom, tj. osnovno znanje se polako utapa u digitaliju i nestaje, te ipak konačni stepen korisnosti ne raste u odnosu na eto onaj primer iz iznad navedene literature ili onog što je dr Sloba Ćuk uradio u jednom od najsvežijih radova sa kondenzatorom kao osnovnim akumulacionim elementom i na "svega" 50KHz :-), a slične su frekvencije i kod dr Nymand-a :-).

Neće me čuditi ako uskoro na ašovu budem zatekao plavi LCD sa porukom za hitni update najsvežije aplikacije :-) 

----------------------------
Upravljanje CF pretvaračem može biti direktno. Na samom CF stepenu: PWM, FM, PSM (može svašta kombinovano od toga, čak i sve odjednom).
Takav ne može raditi bez opterećenja i raspon izlaza mu je relativno uži od onog buck+CF. Konvertor je jednostavniji jer je samo jedan i automatski ima bolji KKD.

Može biti indirektno, gde CF radi kao "glupa mašina", sa fiksnim overlap i fiksnom frekvencijom, a Buck vrši osnovno upravljanje napajanja CF i tim upravlja ceo konvertor. Raspon izlaza je veliki i može raditi i bez opterećenja, ali se sastoji od dva kaskadirana konvertora od kojih svaki ima svoj KKD te je sumarni KKD generalno manji.
-----------------------------------------------------

CF konvertori imaju akumulacioni kalem ISPRED.
Osnovna pravila za CF konvertore su da moraju imati makar minimalni overlap izlaznih grana, tj. ni u kom trenutku se ne sme dopustiti slobodno pražnjenje akumulacionog kalema sa isključenim svim izlaznim tranzistorima.
Opterećenje mora biti kapacitativno.


Oni koji su direktno upravljani, upravljaju se upravo podešavanjem overlap, na jednostavan ili složen način.
Oni koji se upravljaju pomoću Buck ispred imaju potrebu za krajnje minimalnim overlap, tek toliko da se obezbedi konstatno postojeća putanja za tok struje akumulacione L.
U ovaj poslednji spadaju rešenja sa LM5041 i overlap se minimizuje koliko je moguće (čim se dobija izuzetno mali izlazni ripple i pored hard sw.).

Buck ispred može biti jednostavn jednoprekidački kod viših napona i manjih struja, sinhroni kod umerenih napona i većih struja, aktivno klampovan ZVT ili ZCT kod velikih snaga gde gubici na Buck nisu za zanemarivanje (gde par % gubitaka bude par kilovata, tj. kao prosečna kućna grejalica ili više od toga :-).

Kada su prekidači tih vrlo snažnih Mosfeti, onda se preferira ZVT i nešto više frekvencije rada. Ako su prekidači IGBT, onda se pre preferira ka ZCT i ka umerenijim frekvencijama rada.


-----------------------------------------------------
Quote:Pitanje #3: Ovdje mi nije jasno zašto je M1 bucka spojen na Vc (pin 13) 3524A.

To su već one male i sićušne tajne iz kuhinje, odnosno manipulacija unutrašnjom građom IC.

Vc (pin 13) je vezan za oba gornja kolektora dva half bridge, čiji su izlazi outA(pin 11) i outB(pin 14).

Uklampovao sam izlaze oba interna HB sa tri diode na oko 2V1, čim sam obezbedio žičanu OR logiku za pin Vc(pin 13), gde imam dvostruku frekvenciju u odnosu na pojedinačni out pin (što mi i treba za Buck predstepen) sa saturacijom na 2V1 (što mi ne smeta jer nemam ulazni napon niži od dovoljnog -Vgs), tj. imam PWM impulse koji su pull-down a koji upravljaju P mosfetom u žejenom rasponu ulaznog napona.
Sa donje dve diode, sa oba izlaza, sam skinuo sinhronizovano trigerovanje diskretnog overlap bistabila, koji je istovremeno i snažan gate driver...
CF i treba da radi sa polovinom frekvencija Buck i to sinhronizovano jer se tako obezbeđuje miran rad bez interferencija i jednostavna mreža za kompenzaciju.

U prevodu, nisam imao ni jedan komad LM5041 pa sam napravio imitaciju na svoj način sa onim što sam iskopao iz fijoke u tom momentu...

Pretpostavljam da možda nisam odgovorio baš na sva pitanja. Zato opet pitaj pa kad stignem odgovoriću.

Pozdrav,
Macola
Reply
#4
Zaboravih da pomenem jednu prilično interesantnu stvar sa primera "Macola#2".

Diode D26 i D27 klampuju DIC na Vin i vraćaju potencijalni "višak" nazad u napajanje, što će biti veoma efikasan klamp.
To omogućava prenosni odnos trafoa, gde ni u kom slučaju ne očekujem više od 12vpk u konkretnom slučaju.

Prenosnim odnosom trafoa se tako može namestiti i limit izlaznog napona, čak i kad otkaže povratna veza sa izlaza.

Naravno, maleni snubber sa 1n i 33R pokriva nesavršenost tih jevtinih UF4007, kao i lošije namotanog trafoa i pravi konvertor "tišim" od onih sitnih "zmijica"...
Reply
#5
Prasimix,

Sa Epcos sajta možeš besplatno skinuti odličan alat oko jezgara njihove i TDK proizvodnje. Alat se zove MDT.
Reply
#6
Huh, ovo je dobar početak Macola, hvala još jednom ko bratu! Jako me raduje ovaj podatak da izlazni napon možemo mijenjati. Za dizajn (2) to bi značilo da bi s ulaznim mrežnim naponom (115/230Vac) mogao recimo na izlazu imati od 3 do 43 (ili 53 V) koje kasnije peglam s linearnim post-regulatorom za područje 0-40 V (ili 0-50 V) pa da se rješim Meanwell-ovih AC/DC modula koji jesu jeftini, ali i ništa drugo povrh toga.

TI mi je već isporučio LM5041B i LM5102 pa bi s time i krenuo u ovo. Sa LM5041B ne bi trebalo biti problema namjestiti overlap. U TI#4 primjeru je on zaista malen (ispod 70 ns) osim ako nisam krivo to izračunao (definira ga R9).
Ostaje mi još dosta proučavanja svega skupa, a čeka me i proračun ulaznih induktora i trafoa. Našao sam neki tekst na temu proračuna za SIC, pa ću to zakačiti za početak. Pretpostavljam da će biti od koristi i za DIC.

Za sada je ostalo pitanje gate drivera za buck. Za početni model (1) LM5012 će biti ok, ostaje pitanje kada na ulazu bude ispravljeni mrežni napon, što koristiti odnosno kako koristiti Si8233 koji si predložio?
Reply
#7
@Prasimix, skoro sam uradio 'terenski' lab ispravljac koji koristi rezonantni samooscilujuci DIC (poput Mazilija). Snaga je 180W, Ulazni napon 110 ili 220V. Izlaz iz samog konvertora je 2x30V/3A, sa magamp predregulatorom i linearnim postregulatorom.
Ono sto je bitnije, i zbog cega sam se i javio, jeste prvo BUCK koji ide ispre CF pretvaraca. Kod hard switch konvertera moze se ici na povelike napone napajanja samog PP-a jer je premasaj mali, ali kod rezonantnog PP-a, napon je pozeljno drzati na oko 60V max, obzirom da je premasaj moze da bude poprilican, a mosfeti za visok napon obicno imaju prilicno veliki RdsON pa stoga nisu preterano pogodni za ove svrhe.
Problem pri konvertovanju 320V na 60V je u tome sto je duty svega 20%, a frekvencija dupla od frekvencije PP-a, u mom slucaju PP radi na oko 35kHz, a buck na 70kHz, odnosno Ton mosfeta u bucku je svega 3us. Ovo je vrlo nesrecno kratak impuls prvo za preneti trafoom, a drugo, mosfet u bucku mora da bude prilicna 'zivotinja' obzirom da on fakticki nosi ceo pretvarac. Takav mosfet ima tezak gate i za ostvariti 3us impuls sa strminama od 250-300ns treba podosta snage.
Problem jakog mosfeta se moze prevazici time sto se svakom od kalemova u DIC-u dodeli po jedan mosfet, koji ima celu jednu poluperiodu da se hladi. Takodje, potreban je slabiji mosfet, pa trafo postaje opcija, uz to posto fetovi rade jedan PA drugi, trafo se moze formirati tako da bude pravi AC, gde impuls koji ukljucuje jedan fet ponistava remanentno polje od paljenje prethodnog feta i tako u krug. Problem kratkog impulsa ostaje i dalje, i ja sam ga resio na jedan malo kvaran nacin koji su TV majstori zvali 'produzenje impulsa'- iako to veze sa mozgom nema, i za ovo resenje imamo zahvaliti firmi Siemens, odnosno Panasonic, koja je besomucno kopirala ovo resenje upotrebom sada vec cuvenih samooscilujucih STR hibrida (recimo STR5401 i jos hiljade drugih).

Nesto kasnije cu da okacim sheme i slike.
Verujem da ce ovaj projekat biti jedan od jako koristnih.
Reply
#8
Hvala Papak na ovom važnom detalju. Koristiti po jedan mosfet za svaki induktor, povećava nešto cijenu/kompleksnost, ali je to i dalje zanemarivo u usporedbi da se s time dobije prilagođen izlazni napon koji treba linearnom post-regulatoru za finalno peglanje.

Pitanje #5: ako bi se koristila dva mosfeta, treba li ih protufazno pogoniti ili samo spojiti u paralelu?

Macola je spominjao frekvencije i do 200 kHz za PP odnosno 400 kHz za buck, što pretpostavljam da je OK za fiksni izlazni napon i ne premaleni duty (ili možda i za step-up izvedbe). Ako će se trebati spustiti tako nisko, to će zahtijevati veću gvožđuriju (induktore i trafo), mada opet i to ima smisla ako će se dobiti promjenljiv izlazni napon. U TI#4 radna frekvecija je preko 200 kHz, i koristili su D4 za brže gašenje buckovih mosfeta, odnosno PNP-ove za PP (Q15, Q16). Možda da se to isto predvidi kod prototipiranja PCB-a (pa može ostati i prazno ako se neće koristiti)?

Pitanje #6: Vidim da ima dosta gate drivera koji daju i po 4-5 A, to bi moglo biti dovoljno?

U prvoj izvedbi bih probao hard-switching, pa tek onda krenuo prema rezonantnom. Nego naišao sam nedavno na ekstrakt 18. poglavlja McLymana u kojem je predstavljen "silent" SIC. Možda je to nešto za finalni korak kada bi se pokušao konverter dodatno utišati (ako se ovo može adaptirati za DIC).

[Image: yDa4t3y.png]

Evo zakačio sam taj PDF u prilogu (ne mogu više pronaći link gdje sam ga skinuo). Ako je ovo neprimjeren dokument (zbog copyright-a) skinem ga!

EDIT: pronašao sam link na 18. poglavlje McLymana.


Attached Files
.pdf   ch18a.pdf (Size: 773,02 KB / Downloads: 12)
Reply
#9
(10-31-2017, 08:42 AM)prasimix Wrote: Pitanje #5: ako bi se koristila dva mosfeta, treba li ih protufazno pogoniti ili samo spojiti u paralelu?

Nisu paralelno vezani.
Talasne oblike imaš na dokumentu koji je Macola postavio : http://forum.yu3ma.net/attachment.php?aid=22660

Jedino kod 2SW forvarda imaš paralelnu vezu oba prekidačka tranzistora.

(10-31-2017, 08:42 AM)prasimix Wrote: Pitanje #6: Vidim da ima dosta gate drivera koji daju i po 4-5 A, to bi moglo biti dovoljno?

Mislim da hoće.
Sve zavisi od potrebne brzine tranzicije i kapaciteta mosfeta Ciss

Treba birati mosfete sa manjim ulaznim kapacitetom , odnosno manjim Total gate charge (nC)
Porastom max Uds i Id raste Ciss i Qg kao i Rds_ON.

Na kraju krajeva može se napraviti i Custom drive sa više ampera Smile

Pozz
Reply
#10
(10-31-2017, 09:51 AM)Želja Wrote:
(10-31-2017, 08:42 AM)prasimix Wrote: Pitanje #5: ako bi se koristila dva mosfeta, treba li ih protufazno pogoniti ili samo spojiti u paralelu?

Nisu paralelno vezani.
Talasne oblike imaš na dokumentu koji je Macola postavio : http://forum.yu3ma.net/attachment.php?aid=22660

Jedino kod 2SW forvarda imaš paralelnu vezu oba prekidačka tranzistora.

Hm, jesi siguran da to tamo postoji? Papak je spominjao dupli mosfet za buck, ne za PP sekciju.
Reply
#11
U pravu si Prasimix, - nisam razumeo pitanje ...

Evo čitam to što je Papak pisao, ali nije mi baš najjasnije šta je uradio
- videćemo kada postavi šemu.
Reply
#12
Prasimix,

Pošto ti LT spice nije nepoznat - sedi i nacrtaj osnovno kolo i pokreni simulacije.
Mnogo toga odmah postaje jasnije !

Ja sam na taj način mnogo toga naučio Smile
Reply
#13
(10-31-2017, 10:18 AM)Želja Wrote: Prasimix,

Pošto ti LT spice nije nepoznat - sedi i nacrtaj osnovno kolo i pokreni simulacije.
Mnogo toga odmah postaje jasnije !

Ja sam na taj način mnogo toga naučio Smile

Nešto ću morati svakako Smile. Prvo mi je bilo da uvezem LM5041 model u LTspice, ali se nisam proslavio. TI primjer za TINA-u je "polovičan", naime ne koriste mosfete već sklopke, što možda i nije čudno, jer se željela olakšati simulacija (vjerojatno bi s njima trajala satima).
Reply
#14
Nemoj odmah praviti simulaciju sa odredjenim kontrolerom, već prvo osnovni model konvertera.
Tu možeš umesto mosfeta koristiti upravljive prekidače.
Reply
#15
Postovana ekipo,
U prilogu imate opstu shemu DIC-a koji je rasterecen upotrebom dva mosfeta u buck-predregulatoru.
Prekidaci su oznaceni sa A i B, cime dobijate sliku o tome koji prekidaci imaju ISTU ivicu ukljucenja.
Naravno A i B su protivtaktni.

Sto se tice Macoline ideje da se ova sprava koristi na par stotina kiloherca, ona je sjajna i predstavlja prilicnu ustedu na dimenzijama, ali o tome nema govora sa generalno dostupnim komponentama. Prvo svi prekidaci moraju da budu SiC (posebno buck), drugo potrebna su jezgra koja mogu da rade na par stotina kHz, odnosno Vacuumschmelze katalog pa da proberemo nesto...
Pretpostavimo da buck radi sa 50% duty, na 400kHz, to znaci da mu je Ton=1,25us, i da tranzicije moraju da budu maksimum reda velicine 100ns, da bi to imalo smisla. Ako pretpostavis da driver treba da nabije svega 1nF na 10V za 100ns, dobijes da je struja drivera u tranziciji malena, i iznosi 100mA. Na zalost realni fetovi, posebno za te snage i te napone (fet u bucku sa 320V mora da bude za barem 800V) imaju dosta nanofarada na gejtu, a da ne pricam o problemima koji nastaju kad pocenmo zaista da analiziramo rad mosfeta uzimajuci u obzir plato, osobine njegove D/S diode, njen recovery koji je tipicno uzasan itd itd... Dakle za vise od 50kHz na 320V jedino SiC ima smisla sve ostalo je onanija.
Macola je pre oko godinu dana napravio DIC sa jednim tranzistorom u bucku (do duse za snagu od 20-ak W) koji je radio na 70kHz push-pull i 140kHz buck, u bucku je koriscen jedan od dostupnih P-fetova, vise se i ne secam koji, ali u klasi IRFZ44 samo P-tipa. Napajanje je bilo 24V, i na 20W se taj buck fet vec morao da se hladi.

Uskoro vam pisem o jednoj inovativnijoj izvedbi bucka, cim se uhvati malo vremena, prvo mora da se zaradi za 'leba i pecenja.


Attached Files
.pdf   DIC.pdf (Size: 26,87 KB / Downloads: 46)
Reply
#16
(10-31-2017, 11:05 AM)Papak Wrote: Uskoro vam pisem o jednoj inovativnijoj izvedbi bucka ...

Smile
Reply
#17
Ja ne bih bježao o SiC mosfeta i dioda, baš kako što je i Macola incijalno predložio. Jezgre su nešto drugo, znam da Vacuumschmelze ima čuda, ali ne znam koliko je to generalno dobavljivo (što za SiC-ove više nije problem). Možda bi se nešto moglo izgurati sa 3F3/N87/N97 ili 3C95/N95. Sviđa mi se i prijedlog sa se ide s lončastim jezgrama tipa RM (ili nešto slično), treba vidjeti i koliko će lako biti izvesti tvrdu spregu namotaja.

Hvala na prvoj slici. Predložio bih ako je moguće da se koncentiramo za početak na LM5041 i što je izvedivo u kombinaciji s njime (uz eventualne dodatne komponente). Za početak se ne mora koristiti sinkroni buck.
Reply
#18
Evo prva vrlo gruba simulacija (bez kontrolera, povratne sprege, leakage induktivnosti, zip je u prilogu) da se vidi kako duty buck-a djeluje na izlazni napon (Vo, prvi grafikon, četiri koraka za Ton SW1).

[Image: BgQwFI0.png]

... zumirani SW_T1 i SW_T2 da se vidi overlap (treći grafikon):

[Image: SjsuZBj.png]


Attached Files
.zip   DIC sim (buck steps) v2.zip (Size: 90,06 KB / Downloads: 8)
Reply
#19
Odlično Prasimix.

Usput, dobra ti fora da koristiš step param u samom voltage za kontrolu duty Smile

Ovoga se ne bih setio !
Uvek sam koristio step param za kao niz vrednosti za neku komonentu ( R, C, L ...)
Reply
#20
Prasimix,
Pomenuti Si8233 je drajver sa 4A kapaciteta i za 600V napona.

----------------------
Dualni buck se jako lako upravlja klasičnim push-pul kontrolerom, sa najprostijim drajver trafoom. To sam pre nekoliko godina postavio i nacrtao na ES ali nemam vremena sada da tražim.
Reply


Forum Jump:


Users browsing this thread: 4 Guest(s)