Thread Rating:
  • 1 Vote(s) - 5 Average
  • 1
  • 2
  • 3
  • 4
  • 5
Unistab. Half bridge SMPS sa IR2153
#21
SiC Mosfeti imaju svoje zone primenljivosti, kao i mosfet ili IGBT. Svaki od njih bude dominantan u svojoj zoni radnih frekvencija.

Npr:
- IGBT do 40K hard sw. do 200K rezonantni sw.
- Mosfeti do 2M hard i rezonantni sw.
- Sic > 200K do 25M hard sw. (nisu povoljni za rezonantni rad naponskog tipa pretvarača zbog nejake body diode i loše inverzne karakteristike)
Reply
#22
(10-13-2016, 03:18 PM)emiSAr Wrote: Zbog kratkoce pauze izmedju impulsa proracun storage prigusnice se usloznjava.

Oko proračuna trafoa je sve jasno.

E sad, malo sam se zbunio oko proračuna prigušnice.
Na: http://tahmidmc.blogspot.rs/2013/03/outp...-smps.html
to izgleda prilično jednostavno.

=====
Mi imamo OFF time na prigušnici od svega oko 1.2uS (podatak iz DS od IR2153)
što je na 10uS periodi oko 10% OFF time.

Primer:
Vpeak(max) = 60V
Vout = 48V
Imin = 0.5A

Lmin= (60V-48V)*1uS/1.4*0.5A
Lmin = 17uH

Može li tako ?

****
Neki softveri za proračun HB topologija odmah daju sugestije za vrednost prigušnica
Za sekundar od 50V/10A dobija se vrednost od oko 25uH - što je u granicama normalnih vrednosti.

Da li samo usvojiti te vrednosti iz sugestija, i prema AL faktoru upotrebljenog jezgra
odredimo broj namotaja, - ili da radimo ceo proračun ?

Pozz
Reply
#23
Po ovom kalkulatoru sam ja računao prigušnicu http://www.changpuak.ch/electronics/amid...ulator.php.

L=U/(2.45*I*f)

Dobijeni broj namotaja je važio za jedan torus a za dva torusa sam samo podijelio broj namotaja, naravno u tome mi je pomogao @emiSAr.
Reply
#24
(10-13-2016, 08:22 PM)Makso Wrote: Po ovom kalkulatoru sam ja računao prigušnicu http://www.changpuak.ch/electronics/amid...ulator.php.

L=U/(2.45*I*f)

Dobijeni broj namotaja je važio za jedan torus a za dva torusa sam samo podijelio broj namotaja, naravno u tome mi je pomogao @emiSAr.

Makso,

Taj link ka Amidonu je samo poslednji korak koji treba da uradiš
a kad imaš poznatu induktivnost u uH, a tražiš samo broj namotaja za odredjeno jezgro !

E sad, ta formula ( L=U/(2.45*I*f ) mi je nepoznata,
Za slučaj: U = 50V, Imin od 1A i 2*100KHz koliko i imamo na sekundarnoj strani dobijamo Lmin od 102uH !

Pozz
Reply
#25
Kod pretvarača koji imaju duty skoro 2 x 50% (typ. 2 x 48%) često se može tolerisati i skoro čisto kapacitativno opterećenje, gde je pretvarač stvarno ugrožen tek kod starta a kasnije ništa posebno opasno.
Kasnije u staedy-state je struja nešto fazno pomerena i ima malo "napucano" čelo, ali ne nešto posebno. C teret je daleko veći problem kod naprava koje rade sa pwm i tipičnim duty reda 2 x 25%.
To počiva na neznatnom potpražnjivanju elkos za vreme kratkog death-time.

Naravno, tranzistorima neće prijati početna kapacitativna struja koja dopunjava blago potpražnjene elko u steady-state, no IGBT je vrlo tolerantan upravo na te probleme pa će sa njima pretvarač tolerisati baš malu induktivnost storage kalema.

U konačnom obračunu je na primer poželjno izabrati induktivitet storage kalemova tek iznad toga da već pri mirnoj struji nekog ampa prelazi u CCM.

------------------------------------------------------------------------

Oko malopre pomenutih SiC mosfeta, bez obzira na neke stvarno "svemirske" prednosti oko: Qg, Rds_on, Uds, tr, tf, i tako dalje, treba biti veoma pažljiv oko zone inverznih karakteristika.
Tj. opasno je donositi konačne zaključke tek na osnovu lakog i preliminarnog posmatranja.

Hard sw. pretvarači mogu imati malenu reaktivnu komponentu (stvar velike Lm primara i vepoma malih Llk) te interna dioda ne mora komutirati veće energije u inverznom smeru. Tu je SiC u velikoj prednosti.
Kod rezonantnih pretvarača naponskog tipa (LLC), povoljniji su obični mosfeti zbog odličnih mogućnosti inverznog toka struja, jer takvi pretvaači poseduju snažnu rektivnu komponentu.

To takođe važi i sa ostale ZVS i ZVT topologije (PSM, AHB...) gde SiC i nisu tako povoljni kao što bi se pretpostavilo.
Nasuprot premisi površnog posmatranja te moderne komponente, njeno pravo mesto je u hard sw. topologijama velikih strmina impulsa i velikih frekvencija, a od rezonantnih topologija, predisponiranost ka strujnim rezonantnim topologijama (ZCS, ZCT), poput njihovih neuporedivo sporijih "rođaka" IGBT.

Pozz
Reply
#26
(10-13-2016, 09:04 PM)Macola Wrote: Kod pretvarača koji imaju duty skoro 2 x 50% (typ. 2 x 48%) često se može tolerisati i skoro čisto kapacitativno opterećenje, gde je pretvarač stvarno ugrožen tek kod starta a kasnije ništa posebno opasno.

Na ovo misliš ?
(struja na jednoj od ispravljačkih dioda)


*************

(10-13-2016, 09:04 PM)Macola Wrote: U konačnom obračunu je na primer poželjno izabrati induktivitet storage kalemova tek iznad toga da već pri mirnoj struji nekog ampa prelazi u CCM.

Zar termin "storage prigušnica" nije rezervisan za BUCK princip rada, gde u neprovodnoj fazi prekidačkiog tranzistora
- prigušnica isporučuje nagomilanu energiju ?
Reply
#27
Upravo tako. Probaj steady state analizu bez storage kalema i tako će ti za sekundu biti jasno šta pričam.
Posle postavi storage pa pogledaj.
Posmatraj struje tranzistora u HB.
Reply
#28
Onda bez puno proračuna,

Uzeti dva komada T106-26 i namotati toliko namotaja da pri maks.izlaznoj struji jezgro ne zasiti i to je TO.
(U tu svrhu sam koristio : http://www.micrometals.com/software_index.html )
Micrometals jezgra tip -26 su praktično ista kao i Amidon jezgra -26 (oba su žuto bela, istih dimenzija i istog materijala)

Dobijena induktivnost sa nekih 2 X 12 namotaja a koliko bez problema staje u jednom redu, je nekih 2 X 30uH (pri optetećenju od 5A)
To je i više nego dovoljno za CCM pri manjim opterećenjima, a na većim opterećenjima je stvar samo još bolja !

****
Tako sam već i uradio Smile



Sutra slike sklopljenog SMPS (jedino još trafo nije namotan)
Pozz
Reply
#29
Evo slika sklopljenog SMPS-a,
- jedino je ostalo da proračunam i namotam glavni trafo.

Prigušnica je uradjena po prethodnim mojim postovima.









Drugari, - kako vam deluje ?

P.S.
Fali na ploči i kondenzator 330pF u oscilatoru IR2153.

Umalo da prodjem kao Makso Smile
Poručio 330pF  - 20 komada u MG electronic-u, stigla kesica lepo piše 330pF a oznaka na kondenzatorima baš sitna ...
Kad sam malo bolje pogledao ono svih 20 koma od 330nF !! Huh

Pozz
Reply
#30
Top Top Top... Smile
Vrhunski odrađeno i veoma brzo.

Još čekamo testove, pa onda i ostali u izradu.
Reply
#31
Jedna sigurnosna preporuka, ja bih da se ipak ide na silikonski izolator za MOS-FET zbog vece izolacione margine, nece to drasticno uticati na hladjenje tranzistora ali mnogo znaci za izolacionu marginu.
Uz tranzistore koje je Macola preporucio tu je dobro da se stavi ona silikonska kapa i da se stegne spolja metalnim klipsovima.

Dodatno mislim da je elektrolit u cosku kod IR, veci plavkast, preblizu hladnjaka, valjalo bi postaviti neki manjeg precnika da bi se odaljio od hladnjaka, takodje zbog naponske margine.
Reply
#32
Odličan 5+
Reply
#33
(10-14-2016, 01:07 PM)mikikg Wrote: Jedna sigurnosna preporuka ...

Hvala Miki,
Nekad koliko god da se trudiš - nešto može i da promakne ...

Bio sam predvideo keramičke izolatore debljine 0.6mm za TO-247 i TO-220
ali mi je falilo manje od pola milimetra prostora i na diodama i na mosfetima.

Samo da sam ih razmakao za 50 mil-a više - a mogao sam Sad
ali dobro - nešto i za sledeću reviziju PCB.

***
Rešićemo i taj elko što je blizu hladnjaka.
Mrzelo me tražiti po radionici, pa ubacio šta bi došlo pod ruku a to je220uF/25V (taj polavkasti)
Tu je trebao doći 100uF/25V koji je uži ...


Pozz
Reply
#34
A sada malo o proračunu za glavni trafo :

Upotrebljeno jezgro je ETD44 a materijal Ferroxcube 3C90
https://en.tdk.eu/inf/80/db/fer_13/etd_44_22_15.pdf
http://www.ferroxcube.com/FerroxcubeCorp...t/3c90.pdf

Veća frekvencija donosi veću maksimalno prenesenu snagu ali i veće disipativne gubitke.
Nama nije u cilju isterati iz ETD44 sam maksimum
(za 3C90 na 100KHz i dB od 0.15T može da se istera teorijski u HB sa full bridge ispravljanjem oko 1200W)

=============

Pošto imamo sasvim dovoljno mesta za motanje odredio sam gustinu struje od 4A/mm sqr.
Znači "sigurica" - ništa ni blizu nije preopterećeno.
Na kraju krajeva, to daje više žice u kalemskom telu, a bolja popunjenost bakrom uvek znači i bolji trafo !

Korišćena žica je debljine 0.35mm i pletenicu za maks. 100KHz pri gustini struje od 4A/mm_sqr čini 10 takvih žica

Pre daljih proračuna, napravio sam pletenicu i probao koliko staje namotaja u jednom redu u kalemskom telu.
stalo je tačno 16 namotaja - Znači to je cifra koju ću imati u glavii tokom proračuna i gledati da je ispoštujem
jer tako imam 100% prekrivenosti kalemskog tela.

Evo slike:


I to je ono o čemu ću voditi računa, a u vezi broja namotaja za SEKUNDARE
odnosno gledaću da uklopim broj namotaja sekundara na 8 (Odnosno 2*8) a to ću postići korekcijom radne frekvencije !


U principu, minimalni broj namotaja za primar  (ako se koristi maksimum magnetne indukcije za neku frekvenciju)
trebao bi da se računa na max. mogućem naponu mreže 230V AC + 10% = 253AC = 355VDC, odnosno 360V DC.

Pošto nećemo koristiti maks.indukciju proračune ćemo raditi na nominalnoj vrednosti DC napona (cca 325V) i uvek imati
još malo prostora za povećanje mag. indukcije usled povećanja napona mreže.


Usvojićemo promenu magnetne indukcije za maks.frekvenciju (100KHz) a to je : dB=0.15T

....

Sada ćemo računati "malo obrnuto" :

Imamo željeni broj namotaja primara a to je 2 x 8 namotaja pletenice 10*0,35mm da bi bifilarnim motanjem
popunili 100% kalemskog tela.


Broj namotaja primara se inače računa za Half bridge  putem formule :

Nprim = 0.5 * DC(bus) * 10e6 / 4 * F(Hz) * dB(T) * Ae(mm_sqr)

Iz ove formule dobijamo sledeću, pomoću koje računamo frekvenciju naspram željenog broja namataja u sekundaru:

F(Hz) = Usec * 1,1 * 10e6 / 4 * Nsec * dB * Ae


Uvećali smo napon sekunara za 10%  - Pa sledi:

F(Hz) = 55 * 10e6 / 4 * 8 * 0,15 * 173
F(Hz) = 55.000.000 /830,4 = 66233

F = 66KHz

Na 66KHz možemo teorijski sa full bridge ispravljanjem na HB topologiji izgurati oko 1300W
Što znači da je naših planiranih max.500VA izlaza još uvek daleko od te granice .

Pri F=66KHz, dB = 0.15T, izlazom od 500VA i gustini struje od 4A  - jezgro ETD44 ni blizu nije preopterećeno.
Mi pravmo za nas  - robustnu spravu, a Kinezi neka opterećuju 110% svoje komponente Smile
Dalje, i dispacija na mosfetima je manja na 66KHz nego na 100KHz !!! - Što znači manje grejanja ! Smile

Malo smo se frekvencijom približili i Macolinom predlogu o upotrebi IGBT-a , ali otom potom !

Idemo sad na primar trafoa:

Pošto smo na 100KHz predvideli max.indukciju od 0.15T i tu istu indukciju zadržali na 66KHz
(Na 66KHz bi mogla i veća dB) nemamo potrebu da minimalni broj namotaja primara računamo na maksimalno mogućem
očekivanom naponu mreže : 230V AC + 10% = 253AC = 355VDC, odnosno 360V DC, jer ako kalkulaciju uradimo na nominalnom
naponu mreže - još uvek imamo dosta prostora u za povećanje dB usled povećanog napona mreže a bez opasnosti od
odlaska jezgra u zasićenje.


Uzećemo za kalkulaciju neku najčešću vrednost napona mreže, a to je 225v AC.
Na bulk elko imamo 315V DC (bez opterećenja) i zaokružićemo to na 320V DC

Nprim = 0.5 * DC(nom) * 10e6 / 4 * F(Hz) * dB(T) * Ae(mm_sqr)           /10e6 = 1 000 000

Nprim = 0.5*320*10e6/4*66000*0.15*173  ( 173mm_sqr je podatak iz DS za ETD44, i to je površina jezgra)
Nprim = 160*10e6/6850800
Nprim = 160.000.000/6.850.800      
Nprim = 23.35

Nprim = 24 namotaja

****
Sa primarom od 24 namotaja i sekundarima sa 8 namotaja imao prenosni odnos trafoa od tačno 3:1

Sada će biti sasvim lako izračunati varijacije opterećenog napona sekundara u zavisnosti od promena mrežnog napona

U najgorem očekivanom slučaju kada napon mreže padne na recimo 200 AC imamo na bulk elko 282V u praznom hodu, odnosno oko 270V
usled naponskog ripla (koji takodje zavisi od kapaciteta bulk elko). Na sekundaru imamo 270:2 / 3  = 45V DC

(U nekim selima može zimi da padne napon i ispod 170V AC, ali da ne uzimamo baš takav slučaj !)

U slučaju visokog napona mreže od recimo 245 VAC imamo imamo na bulk elko 343V u praznom hodu, odnosno oko 330V
usled naponskog ripla (koji takodje zavisi od kapaciteta bulk elko). Na sekundaru imamo 330:2 / 3  = 55V DC

Znači, imamo prosek od 50 V DC - koliko smo i planirali.

********

Naravno - ovo su najosnovniji proračuni, ali sasvim su dovoljni za našu primenu.
Ne bih da ulazimo u kompleksnije proračune, - koga interesuje ima na internetu ...

********

Trafo se mota tako što se namota prvo 12 namotaja pletenice 10*0,35mm, odnosno pola primara PO CELOJ ŠIRINI kalemskog tela
(znači, - mali razmak izmedju svakog namotaja) a ostatak žice za drugu polovinu primara NE ODSECA već se ostavi
pored kalemskog tela za kasnije. Ide izolacija,  pa bifilarno oba sekunadara po 8 namoatja pletenice 10*0,35mm.
Ponovo izolacija pa onaj ostatak žice od primara pa ponovo celom širinom ravnomerno. Pa konačna spoljna izolacija.

Dobili smo trafo sa tri sloja namotaja  koja su praktično preko cele širine kalemskog tela.

Na taj način, namotaji primara i sekundara imaju tvrdu spregu. Trafo je tako bolji, i manji su padovi napona prilikom opterećenja.
Faktor popune bi trebao biti oko 0.25 - Što znači dovoljno mesta, bez preteranog stiskanja !

####

Čim stignem, slede slike izrade trafoa u svakoj fazi motanja.

Pozz
Reply
#35
Lepo izgleda, nema sta.
I ako si rekao da su ovo najosnovniji proracuni, sigurno ces imati manji izlazni napon nego sto si planirao. Padovi napona na komponentama i nisu toliko strasni, ali imas deadtime u IR2153, koji iznosi 1,2uS. Na tvojoj frekvenciji od 66KHz, period je 15uS, pa je i max duty cycle smanjen na oko 0,9. Sada kad na 500W uracunas ripple na kondenzatorima, i padove napona na diodama i fetovima, sigurno dobijas manji napon.
Mozda nije lose smanjiti broj navojaka na primaru, npr. na 22, i samo proracunati dB mada mislim da nece biti problema.
Reply
#36
(10-14-2016, 06:55 PM)mtech Wrote: Lepo izgleda, nema sta.
I ako si rekao da su ovo najosnovniji proracuni, sigurno ces imati manji izlazni napon nego sto si planirao. Padovi napona na komponentama i nisu toliko strasni, ali imas deadtime u IR2153, koji iznosi 1,2uS. Na tvojoj frekvenciji od 66KHz, period je 15uS, pa je i max duty cycle smanjen na oko 0,9. Sada kad na 500W uracunas ripple na kondenzatorima, i padove napona na diodama i fetovima, sigurno dobijas manji napon.
Mozda nije lose smanjiti broj navojaka na primaru, npr. na 22, i samo proracunati dB mada mislim da nece biti problema.

U svemu se slažem.

Sekundar je "locked" - već je objašnjeno zbog čega.
Ako bude falilo napona na izlazu, (a već je podignuto za 10% upravo zbog raznih gubitaka i u trafou i u poluprovodnicima)
a pošto imamo još uvek prostora za podizanje dB - onda uraditi to što kaže mtech, i eto višeg napona na sekundarima Smile

Hvala na sugestiji Smile

Pozz
Reply
#37
Vidim da vam lepo ide pa nema potrebe da se mešam.
Super ste momci, samo napred!
Reply
#38
Ima li ko predlog kako najlakše skinuti lak sa žice.

Kada sam pravio prigušnicu za ovaj SMPS, morao sam svaki kraj pletenice raspresti,
i onda sam svaku žicu pojedinačno čistio skalpelom. - i tako 40 puta ! (4 kraja pletenice 10*0,35mm)

Ima li jednostavnije rešenje ?
Kako se čisti lak sa pletenica od recimo 0.1mm kojih ima daleko više u snopu ?

Čitao sam negde za foru sa andol ili acetisal tabletama.
Ima li ko iskustva ?

Pozz
Reply
#39
Pošto sam iz vremena kad je na VF-u bila obavezna VF pletenica od 0,03; 0,05 0,07 i 0,1mm i kad svi krajevi nisu
ocisceni ponasa se losije od pune zice, za letovanje smo koristili aspirin, andol, acisal, acetisal, -sve
tablete koje sadrze salacilnu kiselinu. Krajeve raspresti i lemilom prisloniti na tabletu, lak se rastvori i krajevi
fercinuju.
Raditi starim vrhom lemila i kraj otvorenog prozora-vrlo zagusljiva isparenja se stvaraju, ali nema mehanickog
ostecenja zice. Nije potrebno ni neutralisati ostatke kiseline, na metal-bakar ne djeluje a lak rastvara tek na
temperaturi topljenja kalaja.-
pOz
Reply
#40
Hvala emiSAr,
-eto sada imamo informaciju iz prve ruke o upotrebi tableta.
To ću u svakom slučaju probati !

***
Upravo sam negde pročitao da se lak dobro skida potapanjem u mravlju kiselinu !?!
(ima je u prodaji kod prodavaca pčelarske opreme, do 85% koncentracije)

A na pamet mi palo i ono sredstvo za skidanje stare farbe (to ima u svakoj farbari)
e sad pitanje je da li deluje i na lak ?

***
Možda je opcija i pravljenje neke DIY kadice sa tinolom ?
Mogla bi se uzeti neka stara jaka lemilica i montirati na grejač metalnu posudicu za kupku od rastopljenog tinola.
Reply


Forum Jump:


Users browsing this thread: 1 Guest(s)