Thread Rating:
  • 0 Vote(s) - 0 Average
  • 1
  • 2
  • 3
  • 4
  • 5
LAB PSU 0-30VDC, 0-500mA/0-5A
#1
LAB PSU

relativno jednostavan, analogni:

-Klasičan gretz ili "mosfet gretz" 
-sa pre-regulatorom i Tracking sklopom za Low DropOut, stime i manjom term disipacijom izlaznog linearnog regulatora
-sa LM338 2x zbog boljeg hladjenja i bolje SOA
-precizni sharing struje izmedju ta dva LM338 (Master/Slave)
-Kelvin sensing klema PSUja za preciznu regulaciju izlaznog napona neglede opterečenja
-precizni Strujni limit 0-500mA i 0-5A Mosfet preklopnikom
-indikacija ConstantVoltageMode/ConstantCurrentMode (kad počinje strujni limiter)
-po potrebi forsirano hladjenje i regulacija RPM ventilatora
-referentni naponi i naponi napajanja ICjeva, ventilatora
-ulazni EMI, Snubberi, Trafo
-Voltmeter-Ammeter priključivanje


Pokušat ču razradit sklop po sklop, uraditi svaki put simulaciju za taj sklop ili dodatak,
izvuči iz simulacije i DS parametre...

Potrajat če nešto vremena, ali če biti na kraju na jednom mestu puno informacija
pa i kompletan projekat, nadam se i sa PCBjima.

------------------------------------

I. Current sharing metoda



Upotrebičemo dva LM338 (TO220 - 5Amax) kao Linear izlazni regulator

jednog kao Master, koji vrši regulaciju/sensing izlaznog napona
drugog kao Slave, koji je tu samo za podjednaku raspodjelu isporučene struje

OP-AMP odabračemo OPA27 koji ima vrlo visoki raspon napona napajanja (videčemo tokom vremena/pisanja zašto nam to zatreba)
sa vrlo nizkim ulaznim offsetom, pa je tako i raspodjela struja mnogo preciznija!

IC nam treba raditi sa ulaznim naponima od 0-30VDC,
zato napajanje ICja sa +33-37VDC i -5VDC,
takvo napajanje zatrebače kasnije i drugim Error Ampovima (tot 3kom)

Ugurao sam u shematik i selektor (+)sensinga
pa možete simulacijom ugotoviti gdje je najbolje spojiti (+)sensing za što precizniju regulaciju izlaznog napona
dali direktno na kleme izlaza
ili što bliže izlazu Master LM338.

Stavio sam i otpornik parazita kablova i konekcije (klema) ranga 10mR,
i videčete (ako radite simulaciju)
kako se menja izlazni napon zbog samo tako malog otpora od Master ICja do izlaznih klema
(u DC domeni sada radimo, pa za druge LC parazite sada netrebamo brinuti)
sa menjanjem izlazne potrošnje.


.tsc   LM338 2xIC sharing current.TSC (Size: 25,12 KB / Downloads: 9)

Ulaz napajanja PRE-REG je treba svaki put ponastaviti sa obzirom odabranog napona izlaza na razliku DropOUT cca 5VDC
Sad je izlaz na 15VDC, ulaz PRE-REG na 20VDC za što verniju simulaciju konačnih parametra.

Sa Preregulatorom i Trackingom izlaznog napona čemo na kraju imati regulisani i zvezni DropOUt od cca 3,5-5VDC

Vodovi u simulaciji su povučeni tako, da se vidi gdje trebamo jakostrujne vodove,
pa i tačno gdje se veže odredjeni element, sensing, reference, bulk kondovi...

Inače za simulaciju samo to je nebitno, dok ji ne odredimo parazite tih vodova (R ili RLC)
simulacija tretira te vodove kao da su iz iste tačke!!!

OPA27

LM338

-----------------------------------------
Nastavak sljedi:

II. Kelvin sensing i regulacija izlaznog napona od 0,0VDC - 30VDC
LP
Dragan
Reply
#2
U_ref napon LM338 (slično i kod LM317) bazira se izmedju potencijala pina OUT i pina ADJ
Ustanovimo da je preciznih 1,25VDC.

U primeru da imamo (+)sense vod pravo na pin OUT, referentni napon je najtačniji,
pošto smo unijeli u kalkulaciju vrlo-vrlo male parazite koje možemo i zanemariti.
Izlazni napon je onda naš referentan 15VDC (tako je postavljen u shemi i TinaTI filu) na samom izlazu ICja
minus pad napona do izlaznih klema PSUja.
Kod male potrošnje je to još uvijek 15VDC - (skoro ništa pada napona u mV)
a kod jake potrošnje je to (-) cijelih 50mV, kod recimo 5A potrošnje i sa ocenjenim 10mR vodovima do izlaza i R_klema samih.
To je cca 0,333% pogreške @15VDC@5A!

U primeru kad se stavlja (+)sensing na  same kleme izlaza unosi se u računicu podosta greške.
IC sada vidi prije referentni napon od tačnih 1,25VDC
sada kao sumu tog ref napona i pada napona deltaU usled (R_vodova+R_klema+R_neznamšta) * I_out

Taj pad je kod 5A izlazne struje 50mV, referentni napon je sada ne više onih tačnih 1,25VDC nego za deltaU = 50mV manji
i kalkulacija je sada sa tom novom vrednošču 1,2VDCref,
i nepromenjljivim vrednostima R1 i POTa
ispada greška sada od cijelih 0,5VDC+,
tačnije :

U_out@5A = [1,25 -0,05]*[1 + R1/POT],    [1 + R1/POT] reči čemo da je konstanta, pošto njih nismo dirali!!!

što ispada onda za faktor : [1,2 / 1,25] * 100 = 96% ili za cijelih -4%greške

kod 15VDC@5A izlaza iznosi to cijelih 0,6VDC greške, na izlazu izmeričemo cca 14,4VDC

Referencu znači trebamo držati što bliže izlaznom pinu Master LM338.
Zašto masterICja?
On je zadužen za regulisanje izlaznog napona!
Drugi pomožni ili Slave IC zadužen je za pomoč kod isporučavanja izlazne struje,
njihov opamp OPA27 brine se "da su te struje skoro u nulu podjednake"!
(u igri su ti I_sense otpornici 0R1, konstrukcija posamičnog ICja sa svim svojim tolerancijama, izlazni vodovi ICja do zajedničke tačke...)

Izlazni vodovi Slave ICja do izlaznog pina Master ICja (gdje vršimo (+)sensing) mogu biti i nešto duži,
nebitno za regulaciju i tačnost izlaznog napona, raspodjela struja neče više biti baš 100% exzaktna nego za nijansu različita,
i to nas više ne zanima!!!

Dali može bolje od te "nagomilane" greške Load Regulation (rekli smo cijelih 0,333%)?
MOŽE!

Pogledajte si LinearBrief 51  
i to čemo slično inplementirati ...
LP
Dragan
Reply
#3
Implementacija Kelvin sensing i regulacija izlaza od 0,0VDC - 30VDC

"Premešao" (u shematiku) sam malo ta dupla LM338, ugurao sam i parazitne otpornosti vodova i konekcija
da vidimo kako radi sada ta pravilna porazpodjela struje po ICju.

Na samom ulazu imamo ta dva podjednaka R1=R2 otpornika 0R1 na kojim se vrše strujni sensing (zapravo naponski) porazpodjele struja
iza njih su svi različiti paraziti putanja, konekcija žicama, jumperima... neznamo još kako čemo PCB iscrtati!

Onda su tu i morebit različite serije LM338 ili imaju baš izmjedjusobno jedan u (+) tolerance dok drugi u (-) tolerance po DSu
i nakraju vidimo konekciju iz izlaza OUT Master LM338, gdje vršimo lokalni naponski sensing zbog interenog referentnog napona (1,25VDC)

Dominantna su oba ta 0R1 otpornika na samom ulazu za pravilnu porazpodjelu izlazne struje
na ulazu imamo zatečeno neko stanje U_in iz Pre-Regulatora, a na izlazu imamo diktiran napon Master ICja, što nam je i DropOUT od nekih 4-5VDC (nebitno za sada)
deltaU_master = deltaU_slave
zato če Slave IC kompenzirati putem U3 OPA27 sve nakuplene tolerance izmedju Master putanje (sensing otpornici, vodovi, ICji, konekcije...)
i Slave putanje




.tsc   LM338 2xIC sharing current+Kelvin sensing.TSC (Size: 41,58 KB / Downloads: 4)
LP
Dragan
Reply
#4
Kelvin sensing se vrši "pravo" na kleme što je i fizička smer vodjenja sensing vodova od klema prema sklopu sensinga.

OPA27 kao error amp
odabrani opamp velikog raspona napona napajanja i koji ima cca 3,3mA mirne struje
i vrlo je konstantna i nema velikog term drifta.

Pogledajmo si zatvorenu putanju/petlju :
Master IC OUT - R_parasitic line and connections otpor (ocenimo na 20mR)
OUT - non-inverting input OPA27 (sa svojim ulaznim offsetom cca 20uV)
OUT OPA27 - otpornik R8 12R - i do Master IC OUT

Petlja je zatvorena, suma napona u petlji jednaka = 0,0VDC
pojačanje error ampa je 1

0 = {pad napona na R_parasitic + zanemarljivo mali delta U_in to out OPA27 + pad napona na R8}

Iz toga sljedi da je:

pad napona na R_parasitic = pad napona na R8

OPA27 ima mogučnost izlazne max struje (source/sink) od čitavih 25mA
Pad napona koji se formira izlaznom strujom PSUja kroz te parazitne otpornosti R_parasitic
error amp taj pad napona kompenzira izlaznom strujom opampa kroz otpornik R8 (tako ustvaruje podjednak pad napona na R8)
onda ta struja teče dalje kroz negativno napajanje error ampa preko R10
koji je iste/identične vrednosti kao R8 (odabrat čemo 1% tolerance ili manje),
gdje se kompenzira podjednak pad napona kao na R8
i ta struja teče onda prema GND izlazne kleme, gdje imamo i (-)sensing.
Tako se pad napona na R_parasitic preslika na R10,
i isto nam ispada kao da smo zapravo sa (+)sensingom pravo na kleme gdje nam zatreba tačan nastavljen izlazni napon,
a mi smo sa (+)sensingom tačno na OUT pinu master LM338 gdje smo rekli (i dokazali) da je zadat izlazni napon najtačniji /razna opterečenja!!!

Rekli smo da je mirna struja error ampa oko 3,3mA i vrlo je konstantne vrednosti.
Zapravo je prisutna podjednako kod neopterečenog PSU izlaza i tako isto i kod max opterečenog PSU izlaza
neglede na potrošnju error ampa zbog kompenzacije pada napona R_parasitik i R8.

I_IC = I_mirna struja + I_OUT IC

Pad napona na R10 usled te mirne struje error ampa je uvijek prisutan, i što je nama interesantno,
uvijek konstantan (do u nekih malih tolerancija, zapravo nebitno)

Taj pad napona kompenzirat čemo sa Zerro OUT ADJ sklopom,
sklopom koji nam omogučuje rad PSUja od 0,0VDC - 30VDC.

Takodjer kompenzirat čemo ga otpornicima R7 i R6 kako bi imali baš na polovini okrtaja pota U_OUT ADJ
stvarno 1/2 U_max izlaza PSU (možemo staviti i multiturn trimmpot).

OK, mirnu struju error ampa smo ukalkulirali i sada nam predstavlja konstantu po cijeloj skali izlaznog napona.
Znači neče nam unašati više pogrešku u regulaciji izlaznog napona PSUja.

Nije baš tačno, jer kod extremno malih potrošnji PSUja fluktuacija mirne struje error ampa (rekli smo prije o tim driftima te mirne struje i stvarno su male!)
iznosi možda koji procenat 3,3mA, šta nam dodje do nekih +/-50uA odokativno
a pošto je izlazna potrošnja takodjer mala, rezultat je reletivno veliki izlazni naponski error.

Govorimo o izlaznoj potrošnji manjoj od 10mA! :-)

Znači moramo na izlaz postaviti neki ConstantniCurrentSource CCS od barem 5x vrednosti te mirne struje,
da držimo fluktuacije mirne struje error ampa skoro zanemarljive.
Taj Bleeder struje zapravo izlaz PSUja  "neče ni vidjeti " (neče jih vidjeti Voltmetar i Ammetar, inače LM338ji svakako da!  :-)   )
i predstavljat če nam dodatno neki dio sveukupne mirne struje sklopa.

CCS je zapravo CurrentMirror iz Tracking sklopa DropOUT, iz Biasa niza diodica za referencu DropOUT.
Ogledalo ima na jednoj strani 1mA potrošnje (za diode string) ,
na drugoj (na našem izlazu PSUja) od 15mA i to nepromenljivo, dali je naš PSU izlaz na 0,0VDC ili na max 30VDC!!!
Zato se ogledalo referira na (-) 5VDC napon.
Ovaj sklop čemo detaljno pregledati u nekoj od sledečih sekcija!

-------------------------------------------------------

Zerro OUT ADJ

Pre-OUT ponastavimo na nekih +5VDC, pot U_out ADJ stavimo na 0
(to če se u zaključenom projektu dogoditi automatski - taj Pre-OUT napon, ali u ovi simulaciji trebamo ručno unjeti te parametre)

izlaz opteretimo nekim opterečenjem, zapravo nebitno: od 0R01 pa do nekih 1K, recimo stavimo 10R

Trimmpotom multiturn P2 20K ponastavimo naš Zerro referentni napon tako, da na izlazu PSUja odčitamo 0,0mV,
nekih stotinu uV nebitno tačno!

TLVH431 je čak iz serije vrlo male tolerancije izlaznog napona (cena stvarno smešna) 0,25-0,5%,
isporučuje čak 80mA i ide več sa regulacijom od minimalno 1,24VDC

nama je potrebna referenca Zerro od cca (-)1,45-1,5VDC

Maximalno opterečenje če imati kod max izlazne struje, jer če tada max kompenzovati pad na R_parasitic line
što iznosi podjednako cca 100mV+ pada napona na R8 12R, što je max 10mA
onda je tu 3,3mA mirne struje error ampa,
i I_adj Master ICja LM338 od cca 2,8-3mA

TOT max 16-17mA, i dodat čemo još 3mA i predvidjet R12 za biasiranje "431 sa cca 20mA

R12 = {5VDC - 1,45VDC} / 20mA = cca {180R do 150R}

Multiturn trimmpot R2 neka je više vrednosti da bias struja adj pina "431 ne predstavlja neku ulogu u sveukupnoj struji reference
stime bi imali i veči pogrešak u referenci samoj.

C6 je tu zbog AC kompenzacije sensinga
a C23 za decoupling reference

-----------------------------------

Load regulation

Sa opterečenjem izlaza od 10K čitavih 1,5mA (ne kalkuliramo Bleeder 15mA, on je konstantno prisutan) @15,01VDC
pa kasnije opterečenjem izlaza sa 3R sada 5A takodjer na 15,01VDC
izlaz "ne mrda više" od 2mV!!!

Zapravo manja je greška prozora opterečenja izmedju nekih 100mA do 5A
nego izmedju podjednako širokim prozorom 1mA i 50mA

Tu nije do izražaja greška zbog opisane mirne struje i njene fluktuacije, ili slabe kompenzacije sklopa, ili tolerance drugih elemenata,  
nego dodje do izražaja samo ulazni offset error ampa (po DS od 20uV za OPA27)

I to se može takodjer iskompenzovati ali stvarno ne vidim svrhe za tako extremno male struje, ranga nekoliko desetina mA
Lakše je "ad-hock" nešto sklopiti 3D za takve svrhe nego predvidjeti LAB PSU za te rangove napona / malene struje!
LP
Dragan
Reply
#5
PSU Current limiting low side



Razradičemo vrlo jednostavan a mnogo precizan strujni limiter,
kojeg čemo staviti u return putanju, to jest u low side konfiguraciji

Za prekidač odabrat čemo mosfet sa low R_ds_ON
ZA strujne sensinge 500mA / 5A odabrat čemo otpornike, u 5A modu tu je u igri i R_ds_ON ,
vidjet čemo i koje tačno otpornike odabrati  i zašto

-nešto sam več pisao TU

ali se je to naknadno sasvim "pogubilo" u moru dodatnih informacija
pa ču ponovo postaviti i u ovoj temi!


.tsc   LM338 2xIC current limiting low side.TSC (Size: 35,57 KB / Downloads: 2)

Implementaciju sličnog current limitinga pronašao sam u OVOM dokumentu (vidi sliku 1)
LP
Dragan
Reply
#6
Pogledao sam na brzinu ponudu P-CH mosfet snagaša sa R_ds_ON oko 10mohma
i pronašao zanimljiv i ne skup IXTP120P065T

U njegovom DS pogledajmo si R_ds_ON u zavisnosti temperature T_j
tu su grafovi za struje -120A i -60A koje nas baš ne zanimaju,
ali možemo napraviti analogiju i za manje struje, nacrtao sam jih u sam graf.
Nisu baš sigurne i tačne, ali tu idemo traganjem za podatkom za koliki faktor se R_ds_ON promeni od temp 25°C pa do 50°C
i dobro če nam takav postupak poslužiti.

 
 

Promena je:  {0,97 - 0,895} / {50-25}°K = +0,003/°K

Onda nam zatreba R_sense, uzečemo 100mohma, zbog pogreške odčitavanja offseta opampa treba nam "malo veči"
i potražimo takvog koji ima sada negativni tempco

Našao sam zanimljive Vishay AC07 0R1,  DS

Tempco ima cca -40ppm/°K kao neku srednju vrednost (po DS od -10 pa do -80ppm/°K),
a pošto je deset puta veči otpornik R_sense od otpora R_ds_ON
imačemo sličnih relativno absolutnih promena/temp koje če se medjusobno kompenzirati,
ne baš potpuno ali imačemo vrlo dobro pokrivenost kompenzacije.

Tu govorimo o održavanju postavljenog strujnog limita PSUja u zavisnosti promene temp ova pomenuta dva elementa
usled term disipacije I*I*R.

Mosfet i otpornik biče montirani na PCBju odvojeni od hladnjaka,
montirani jedan pored drugog zbog te anulacije pogreška/temp.

Kod opterečenja 5A imačemo disipaciju:
mosfeta @10mRdsON cca 250mW i kučište TO220 biče "mrtvo ladno", tu disipaciju možemo i zanemariti ili dodatno staviti mali hladnjačič
R_sense @100mR cca 2,5W, a pošto čemo uzeti otpornik od 7W, takodjer nečemo imati preveliki skok temp,
biće nešto topliji od mosfeta ali ima manji tempco i eto još dodatne tačnosti Temp kompenzacije.

Sve u svemu, ova dva elementa neče se pretjerano grijati usled večih struja (max 5A)!
Tako da če greška postavljenog strujnog limita biti manja, ocjenom ne veča od 1%!
I to isključivo kod jačih struja, kod manjih pogrešak možemo i zanemariti!
LP
Dragan
Reply
#7
Pogledat čemo si rad strujnog limitera, pa nas osim regulacije LM338, to jest njegovog ADJ pina drugo sada ne zanima.
Strujni limiter postavičemo ga u return putanji i bit če izuzet iz naponskog sensinga izlaza.

Za naponsku referencu odabrat čemo LM4040 - 2,5V i biasirat ju sa cca 1mA.
Error amp je tu opet OPA27 u ulozi preciznog comparatora bez histereze.
Radit če i kao Integrator.
Inverting input error ampa pratit če pad napona na sensing otporniku
Non inverting input imat če zadatu vrednost I_OUT_ADJ potom razdjelilnika sa potom P5 i {R6+R20} i napona reference +2,5VDC

Dok imamo na inverting inputu napon manji ili jednak { <= } od napona na non inverting ulazu, izlaz error ampa biče HIGH
(negdje skoro napon napajanja ICja, jer je Rail-to-Rail IC)
i diodica D3 je sada reversno biasirana (pošto imamo niži napon na pinu ADJ LM338 od izlaznog pina OPA27) i ne utiče na LDO regulaciju.

Kad se na inverting ulazu pojavi samo malo-malo veči napon kao na non inverting ulazu,
izlaz error ampa "skoči" na niski LOW nivo,
diodica D3 postaje forward biasirana i obara napon na ADJ pinu LM338, sa posledicom manjeg izlaznog napona PSUja
koji sada ne dozvoljava veču izlaznu struju.

PSU nam tako sada radi u ConstantCurrent Modu ili Current limitingu.
C11 je tu za Integraciju signala, da nebi loop {error amp + regulator LM338 + sensing} "prooscilovao"!

Pogreška limitera je ulazni offset OPA27, koji naravno dodje do izražaja kod vrlo malih struja izlaza, ranga samo nekoliko mA!

Pa i netrebamo precizan strujni izvor, nego precizni limiter struje! :-)

5A sensing vršimo sa 0R1 7W otpornikom i P-ch mosfetom 10mR R_ds_ON, paralelno su jim tu još otpornici {R1//R3//R5}, koji su uvijek priključeni u strujni sensing
a 500mA paralelnim spojem otpornika {R1//R3//R5}, da dobijemo pravu vrednost limitinga

------------------------------------------
Štelanje limitinga 500mA/5A:

Štelamo prvo 5A limit,
-preklopnik 500mA/5A stavljamo u 5A mode
-Pot U_OUT_ADJ postavimo negdje na 1/4, to jest na cca 5-8VDC izlaza PSUja
-Pot P5 1K postavljamo na max vrednost
-na izlaz PSUja postavimo neki snažniji otpornik poznate vrednosti (recimo 0R22 5-7W), tolerancija otpornika nije toliko bitna
limit na kraju može biti i 5A +/-100-200mA...
-sa DMMom VDC mode izmeričemo mu pad napona kod struje 5A, znači očekujemo {5A * 0R22}=1,10VDC preko pinova otpornika
-multiturn trimmpotom P6 10K naštelamo max izlaznu struju na tih 5A, to jest da odčitamo na DMMu 1,10VDC
-pustimo tako sa tom max strujom nekoliko vremena PSU da radi, term disipacije na tom otporniku biče svega cca 5-6W
PSU imače zbog malog DropOUT recimo 4-5VDC oko 25W term disipacije, što je zapravo i max term disipacija PSUja,
uvijek če biti taj DropOUT podjednake vrednosti neglede na odabrani izlazni napon,
testirati čemo tako i hladjenje PSUja.

Štelanje 500mA:
Preklopnik na 500mA mode,
Sad kad smo naštelali limiter na 5A sa P6 trimmpotom, njega ne diramo više!
500mA limiter "naštelat čemo" sa odabirom/paralelovanjem više sensing otpornika da dobijemo pravu vrednost
{R1//R3//R5} i možemo staviti još kojeg... da dobijemo vrednost oko 1R015
to jest tih 500mA limita
LP
Dragan
Reply
#8
CCM indikacija
Constant Current Mode ili kad počinje PSU raditi u zadatom strujnom limitu

Dodan sklopič CCM_ind u shematik




.tsc   LM338 2xIC current limiting low side.TSC (Size: 38,36 KB / Downloads: 0)

Ovako radi strujni limit i Integrator



"Brzina" Integratora je cca 50usec ili oko 20-22KHz

Valovitost izlaznog napona nisam zumirao
to napravimo sa uključenjem AC odčitavanja na osciloskopu i smanjenjem vertikalne podjele/div, recimo 10mV/div
-u CCM modu je zbog dejstvovanja limitera valovitost izlaznog napona ranga 10-20mVpp
Podešavanjem brzine Integratora dobičemo i manji taj ripple
ali možemo tu regulaciju dovesti na samu ivicu kritičnosti fazne margine.
LP
Dragan
Reply
#9



Linear LDO sastavljen iz svih prije analiziranih sklopova
-current sharing 2x LM338 izlazne struje
-Kelvin sensing izlaznog napona za preciznu Line i Load regulaciju
-regulacija izlaznog napona 0-30VDC
-current limiting 0-500mA i 0-5A
-CCM indikacija

-dodao sam još jedan jednostavan CCS, koji se brine, da bi Zerro OUT referenca,
kad baratamo sa izuzetno malim izlaznim strujama
imala neku minimalnu potrošnju za svoj pravilan rad.
Naime kod situacije tako extremno malih struja izlaza, struja u tački I_Zerro_ref skoro limitira prema 0,0mA
Poklapaju se sve struje
I_ADJ, I_IC, I_curr_lim i I_ref,
pa njihova suma limitira prema "0"
tako da nema neke minimalne struje Zerro OUT reference (recimo barem 3mA za "431)
za njezin pravilan rad, stime nebi imali ni solidnu/tvrdu referencu!!!



.tsc   LM338 2xIC sharing current+Kelvin sensing+current limiter + CCM ind.TSC (Size: 74,39 KB / Downloads: 1)
LP
Dragan
Reply
#10
Za ovaj gore opisani Post-regulator potreban nam je i Pre-regulator da bi imali u svim režimima rada što manju term disipaciju.
Nekoliko sam jih več opisao u temi TU pa nadalje i u SMPS napajanjima TU i TU...

Potreban nam je "jednostavan" Buck converter iz nekog višeg napona DC_Bus kojeg dobijemo iz odabranog trafoa
i klasičnog usmjerivanja "kockicom" greatza i Bulk kondovima.
Post-regulator nam ima izlazni napon od 0,0VDC pa sve do 30VDC

Potreban napon izlaza Pre-regulatora biče sa odredjenim DropOUT-om , to jest razlikom napona  {U_in Postregulator - U_out Postregulator } = U_DropOut
od cca 3,5 - 5VDC, kojeg čemo moči i regulisati na željenu vrednost.

Izlazni napon Pre-regulatora nam je tako definisan kao max 35VDC
Pošto Buck neče raditi do 100% DutyCycle, trebače nam nešto viši ulazni napon Pre-regulatora
Potreban napon DC_bus (ulaz Pre-regulatora) nam je minimalan tako sa cca 38-40VDC
Max DC_bus zapravo je U_in limit LM5116 i naravno U_ds max odabranih mosfeta i pomožne schottky diode donjeg mosfeta.

Pomožna dioda donjeg mosfeta je "ugurana" zbog velikih recovery vremena body diode mosfeta,
naime kod DeadTime-a kad ni jedan mosfet nije aktivan, a izlaz Pre-regulatora mora izporučivati još uvijek neku struju/opterečenje
struja bi tekla skroz tu body diodu donjeg mosfeta, a pošto je zapravo "ogromna" po pitanju junction kapaciteta (i stvarno je fizički velika!!!)
a ima i povelik U_forward,
i kao što šmo rekli i velik recovery time, donji mosfet se bi tako dodatno grijao,
...a term disipacija je proporcionalna onda i odabranom freq convertera

Zato postavimo "na ispomoč" tu dodatnu extremno brzu schottky, ranga nekoliko ampera, manjim U_forward nego body dioda,
da preuzima za vreme DeadTime na sebe ulogu aktivnog elementa.
Stime smo smanjili i gubitke, odokativno povečali cca 1-2% sveukupnog koristnog iskoristka/dejstva KKD ili COP

Odabrani L1 od 22uH, cca 10mR ESR, za cca 25Apeak SAT, je ponovo kompromis,
pošto nemamo fixiran izlazni napon, ni konstantno opterečenje...
Izlazna filtracija neka je u granicama +/-50mV izlaznog rippla napona Pre-regulatora
(inače stavimo još koji Bulk elko malog ESR na izlaz Pre-regulatora za još manji ripple)
i to če se desiti kod najmanjeg delta{U_DC_bus - U_out_pre} preregulatora i sa max izlaznom potrošnjom Imax_prereg
tako da nešto viši napon DC_bus-a neče uopšte naškoditi...

LM5116 DS

Shematic Buck konvertera,
sa jednostavnim izlaznim Post-regulatorom LM338
i Tracking podesivim sklopom sa TL431, da vidimo pračenje Tracking sklopa i samu regulaciju i njenu stabilnost rada.
Naravno tako jednostavan LM338 može i poslužiti,
ali mi smo fino dopunili osnovnu shemu u ovu GORNJU
pa čemo nju upotrebiti za naš Post-regulator.




.tsc   LM5116 Buck.TSC (Size: 132,15 KB / Downloads: 1)


Exportirao sam na TI Web Wabench designu LM5116 za TinaTI shematic, iznenadilo me da .subckt LM5116 nije bio kriptiran
pa ga postavljam u post,
izvanredno dobro su ga pripramili i gledali na skoro baš svaku sitnicu (pogledajte si spice macro)


.tsc   LM5116 Buck Webench design 01.TSC (Size: 63,18 KB / Downloads: 1)

Ovde su i Waveforme rada StartUP



Označio sam nekoliko tačaka koje smatram da su zanimljive:

-Start: tu UVLO dozvoljava ICju početak rada, Vcc pin dostiže svoj minimalan nivo za pravilan rad
i HB pin je u samo u par perioda postao takodjer dovoljno visok za drivanje gornjeg mosfeta
-tačka 1: Tracking postane aktivan, ne baš sa postavljenim naponom na početku,
no brzo zadrži preko FB izlazni napon na samo par volti razlike izlaznog napona postregulatora koji je još čista 0,0V,
vidi se po znatnom upadu I_L struje kalema
LM338 postane polako aktivan kad se mu napuni taj C_adj i to se dogodi u,
-tačka 2: napon na izlazu postregulatora polako počinje rasti, Tracking sklop to poprati sa odpuštanjem FB,
rampa LM5116 dozvoljava samo odredjeni nagib promene struje I_L kalema,
i R_sense preko CS i CSG pina dozvoljava samo tot I_peak do tačke,
-tačka 3: naš napon postregulatora počinje polako rasti prema odredjenom nivou (koliko smo zadali napon LDOja-postregulatora),
svim tim protekcijama SoftStarta, Current limitinga, rampe...
-tačka 4: FB dostiže vrednost interne reference (cca 1,22-1,25V), i daje komandu mosfetima sa determinisanim DutyCyclom
da održava željenu vrednost U_prereg, naravno sada sa monitoringom Tracking sklopa, koji zapravo nadgledava stanje DropOUT-a:

U_out postreg - Tracking+CompTrack - FB+CompFB - Driveri+mosfeti - L1+C_outBulk i opet U_out postreg u "krugu"- loopu

Sve skupa (ovaj loop) mora biti barem za par dekada brži od odabrane freq pretvarača da bi imali stabilan rad ili nešto zalihe fazne margine loopa (barem 45°) !!!



i stanje SteadyState sa zoomiranim ripplovima...

LP
Dragan
Reply
#11


Dodani su potenciometri za fino štelanje napona i struje Post regulatora.
Fino štelanje je sa cca 10% TOT ranga štelanja.
Strujni pot ADJ je 1K, fino štelanje sa 100R potom,
a za napon 10K i 1K obični 270° potovi (jedno-obrtni)
tako nam netrebaju višeobrtni potovi koji znaju koštati podosta...

U shematiku je i Current Mirror opterečenja izlaza postregulatora, posledično cijelog lanca, od trafoa pa do izlaza postregulatora...
koji skupa sa CCSom za Tracking bias od 5mA, kojeg zatreba Tracking LT431 za pravilan rad,
predstavlja opterečenje strujnog ogledala,
a na drugoj strani imamo 15mA Bleeder OUT CCS izlaza postregulatora prema (-)5VDC AUX napajanja,
tako da i u primeru vrlo niskih napona izlaza postregulatora imamo konstantno strujno opterečenje izlaza,
kako bi nam 2xLM388 LDOji pravilno radili i u primeru kad je izlaz opterečen sa samo par mA ili čak i bez externog opterečenja na konektorima.

U DS stoji (strana4) da je to minimum I_load_min od tipično 3mA do 5mA,
za dva komada LM388 zatrebamo duplo, pa i + nešto zalihe, da nebudemo baš na granici min strujne stabilnosti,
i odabrao sam 15mA.
BJTji u strujnom ogledalu griju se max  
5mA*40VDC=0,2W i
15mA*35VDC=0,53W
pa jim možemo staviti mali hladnjačič svakome, ...ali zapravo jih ni netrebaju :-), parče aluminija bit če dovoljno





Dodan je još LDO za (+)24VDC za potrebe napajanja Voltmetra i Ammetra
LP
Dragan
Reply
#12
Našao sam Dual LCD Voltmeter 0-200VDC i Ammeter 0-10A sa ugradjenim shuntom i priključkom za externo napajanje
koji mi se dopada po parametrima pa i vizuelno  :-)
A može Voltmetar i Ammetar svaki posebno...

Napajat čemo ga(jih) sa (+)24VDC (dodao sam jedan LM7924 u shematik u AUX napajanja)
(+) V uzet čemo sa klema (+)OUT
COM takodjer direktno sa klema (-)OUT

BLOK SHEMA priključivanja:






Iz sheme je razvidno kako čemo sklopove izmedjusobno povezati, gdje su podeblji vodovi...
Vidimo i kako čemo priključiti strujne vodove Ammetra.
LP
Dragan
Reply
#13
U ovaj post postavljam sve pročiščene shematike
-izostavio sam sve parasitne otpornosti, ESRje svih kondova, postavio imena priključka,
leakage otpornosti izbrisao (biče toga sve prisutno u realnim elementima i PCB konfiguraciji i ožičenju,
tako da toga zapravo netrebamo u shematiku,
bilo je to "samo" za pristnost simulacije ... :-)

-imena priključka ponovit če se u Blok Shemi povezivanja,

-posebni elementi bit če opisani u posebnom BOM, znači tačno koje sam imao za simulaciju i projekat,
po njima (njihovim parametrima) možete nači kasnije alternativu, ...tolerancije, snage, naponi, struje, temp koeficienti, treshold-i, offseti ICjeva...
ostali elementi koji nisu posebno označeni mogu biti poljubno odabrani sa zalihom tolerantnosti osnovne vrednosti.


EMI - Trafo - Snubber sekundar - glavna napajanja - AUX napajanja + FAN 12VDC reg/temp glavnog hladnjaka



Buck SMPS Step Down regulator sa Adj - Trackingom



Post regulator sa Kelvin sensingom, precision current limitingom, CCM indikacijom, 500mA/5A selektorom i njegovom indikacijom

LP
Dragan
Reply
#14
Gledam ovu kontrolu struje u dva područja i razmišljam da li takvu opciju da dodam u svoj projekt. Zanima me zašto si se odlučio za PMOS (T1) za preklapanje "0-5A" područja? Je li bi bilo jednostavnije upravljanje istim (poz. naponom, po mogućnosti 5V) kada bi ovdje imali NMOS?
Ako bi se ovo jednom digitaliziralo postavlja se pitanje zašto ne oba Rsense (low current R15||R11|R18, hi current R17) kontrolirati mosfetovima? Uspoređujem to s C't labovim DCG projektom (ima 4 strujna područja kontrolirana s Q8 do Q11). Možda to i nije dizajn vrijedan pažnje.
Reply
#15
Može P-MOS
...ili N-MOS recimo tako:



Upravljanje je tu sa +34 ...35VDC koliko zatreba OPA27 za svoje napajanje, pa otpornik i zenerica, ne zaboravimo na pull-down R_gs
može se ga upravljati naravno i sa nižim naponima, pa i sa +5VDC ako odaberemo koji mosfet logic level
zapravo pronadjimo u DS mosfeta graf R_ds ON u zavisnosti U_gs i I_drain i da vidimo mosfetov temp drift.

Priča je vezana na temp kompenzaciju R_sense otpornika i klizanja R_ds ON /TEMP mosfeta
kako bi se izmedjusobno poništila TEMP/zavisnost, detaljnije je opisan postupak TU

Kod analognog (pa i digitalnog upravljanja) mogu biti R_sense za 500mA rang struje NON STOP uključeni
max skroz njih ide tih 500mA struje i kad su u paraleli sa R_sense 5A
Paralelujemo više njih da odredimo tačnu vrednost za nameštanje max limita 500mA, kao što sam zapisao u postupku podešavanja.
Kako jih je sada više, imaju i veču ukupnu površinu hladjenja,
pa jim ne šeta puno vrednost R_sense 500mA sa njihovim temp koef. T_c (koji mora biti negativni, pošto ima mosfet pozitivni R_ds ON temp drift)
I predimenzionirani su (veče su snage nego zatreba) da temp drift (male temp promene) još manje utiče na preciznost limitera.

Može se naravno ugurati i više strujnih područja i upravljati preko mikrokontrolera ali imati ovo gornje u vidu kalkulacije,
koji mosfet sa kojim R_sense strujnog područja.
Što jim je manja temp razlika NO LOAD-MAX LOAD (to jest sa malim strujama skroz R_sense i max tim strujama) to čemo imati precizniji limiter / struji / temp

Kod takvog pristupa (promena strujnog područja mosfetima) imamo i mogučnost ON/OFF OUTPUT-a
tako da nam mikrokontroler ne zatvori ni jedan R_sense mosfet
-recimo imamo nastavljiv OUT-OVP (OverVoltageProtect) preko mikrokontrolera (sa AD interfaceom) i kad se desi da imamo na izlazu PSUja veči napon od tog setovanog
prekine sve mosfete R_sense (netreba proveravati kojeg smo zapravo odabrali)
-Slično i sa OUT-OCP (OverCurrentProtection)
-ako hočemo biti sigurni i da nam PostRegulator ne disipira preko dozvoljenih granica
monitoriramo (opet preko AD interfacea) i DropOUT, pa skupa sa izlaznom strujom kontroliramo POSTREG-OTPP (OverTermPowerProtect)

Kod svih tih Over...Protekcija automatski izklapamo izlaz
može se ugurati i timer kod OTPPja (recimo par sekundi), pošto su naponska i strujna protekcija instantanous moda,
pa nam neče "termika pobeči" u tako kratko vreme :-)
LP
Dragan
Reply
#16
Da, mogućnost isključenja izlaza (Output Enable OFF) ako se svi otpori preklapaju mosfetima je nešto što mi je odmah palo na pamet.
Ideja o poništavanju TCRova je vrijedna daljnje razrade. Tu vidim (kaže slijepac?) kao određeni problem pronalaženje otpornika reda par desetaka milioma s negativnim TCRom. Ovdje u prvom redu mislim na SMT, a ne THT komponente. Mada možda bi imalo smisla za širu publiku dati si malo truda i pronaći parove otpornika i mosfeta u SMT i THT varijanti. Za one koji naginju MCU varijanti točne vrijednosti i tolerancije ne bi trebale biti od primarnog značaja ako će se omogućiti softverska kalibracija.

Ako bi se koristili logic-level mosfeti pretpostavljam da nam ne treba Z1 (ni po logici "za svaki slučaj"), ili?
Reply
#17
Uf, ne znam kako si uspio pronaći ovu AC seriju, osim nje do sada nisam našao ništa gdje je eksplicite naveden negativan TCR. Uglavnom nalazim ± ppm/K ili + ppm/K tolerancije! U SMT pakovanju nisam ništa zasad pronašao. Ako bi koristio AC seriju umjesto 7W 100m prije bi uzeo dva manja (4W) u paraleli (bolje bi se hladili na 5 A i možda bi ih lakše postavio na PCB).
Reply
#18
Uzeo sam u primer P-mosfet koji je odgovarao parametrima R_ds_ON od 10mR, I_d max barem od 10+A, U_ds barem 60-80V
po njegovom DS (graf normalizacije R_ds ON / temp ) sam pronašao njegov temp drift u području  20 - (50-60)80°C
jer se ti elementi (R_sense i odabrani mosfet) neče grijati ni na max rangovima struje, jer smo jih predimenzionirali, zato niskih temp!!!
Dobio sam TCR za taj mosfet 0,003/°K

Onda sam potražio na Digikey TH otpornike (SMD nisam tražio), da su active, po mogučnosti na lageru,
koji imaju vrednost 0R1 (10x veču vrednost od R_ds ON) +/-10% može vrednost varirati, ako se ne pronadju baš 0R1
i da imaju TCR 10x manji od TCR mosfeta, kako bi se te relativno absolutne promene/temp (jedan u + drugi u -, zato absolutne) izmedjusobno iskompenzirale
sa rezultatom vrlo malog {R_sense + R_ds ON mosfeta} ukupnog temp drifta,

u koloni Temperature coefficient  odaberemo još najprimerniji TCR
(odabrao sam taj -10/-80ppm/°K, a mogli bi pogledati i druge, sa srednjom vrednošču -30... -40ppm/°K)

Ako držimo R_sense i mosfet nepromenljive temp:
-znači predimenzioniramo R_sense, da nam se nebi grijao, 5Amax - 0R1 imačemo 2,5W term disipacije, odaberemo otpornik 5W ili 7W
-stisnemo ga još izmedju dva parčeta aluminija u sendvič sa termo pastom za bolje hladjenje
ili kao što si zapisao, odabrati nekoliko njih u paraleli za bolje hladjenje, sada večom ukupnom površinom
-mosfet sa svojim malim R_ds ON od 10mR disipira sa 5A cca 250mW,
-ako imamo kučište TO220 netreba ni hladnjačič, ali svejedno ga možemo staviti


imačemo i vrlo mali temp drift veličine, i kao takvog možemo ga zanemariti,
znači netrebamo tragati za tim posebnim TCR otpornicima, samo odabrane držimo što više nepromenljive temp/opterečenju
ako imaju i mali TCR ili čak malo u negativu, još bolje!
:-)

Kod logic-level mosfeta i upravljanjem sa 5VDC netreba te zenerice ako imaju viši dopustljivi U_gs (recimo 15-20VDC)
R_gs pull down otpornik svakako staviti, da ne lebdi gate, pa ga može okinuti i več mala indukovana smetnja

Pogledati dobro graf R_ds ON / U_gs , jer se vrlo brzo menjaju vrednosti sa odabirom upravljanja gata

inače staviti Out MCUja (0-5V, low - high) na bazu BJT-a preko otpornika,
a BJT preko nekog višeg napona (15 - 20VDC) na gate mosfeta (tu možeš odabrati i Out negaciju logike...ako zatreba)
da se ga stvarno otvara u punoj saturaciji


i pogledati onda još normalizaciju R_ds ON / temp

Na brzinu sam postavio u TinaTI digitaliziran Low side current limiter sa dva područja 5A i 500mA:

-izbacio sam referencu 2,5VDC, sad je preuzima kontrola iz MCU (0 - Imax, sa izlazom MCUja 0 - 2,5VDC)
-štelanje Imax za največe područje (recimo 5A) je sa trimmpotom
-za druga područja struje napravi se SW kalibracija za svako područje posebno, jer nečemo nači exzaktne vrednosti R_sense otpora za ta područja
(recimo zatrebače nam 1R072, OK: stavi se 1R i serijski još R072, ali lakše je staviti 1R1 1% i SW iskalibrirati sa tom vrednošču to strujno područje)

-preklapanje treba izvesti Make-before-Break,
jer ako imamo reaktivno opterečenje i za djelič sekunde prekinemo napajanje PSUja,
u to vreme imačemo neki dI/dt ili dU/dt na opterečenju, posledicom nagle promene napona na opterečenju samom (što i nije možda neka opasnost po sam DUT)
ali kad se uključi ponovo drugi mosfet strujnog područja (u tom dijeliču sekunde) tada vreba opasnost za naš izlaz PSUja
Za to vreme treba omogučiti i SW delay kontrole setovanog OCP,
jer ako imamo na primer uključeno područje 5A i odaberemo onda 500mA, za vreme preklopa make-before-break imačemo 5,5A
naravno može se setovati OCP na tih 5,5-5,6A kada nastupa Output Enable OFF ili staviti taj delay vremena tranzicije make-before-break




.tsc   LM338 DIG current limiting low side N MOS with current range.TSC (Size: 38,36 KB / Downloads: 2)

Simulirati treba upravljanje gata sa 5VDC i onda probati sa 15VDC promenom napona naponskog izvora V4
-pogledati pad napona na U_ds u oba primera, opterečenje recimo I_out 3A ,i multimetrom pogledati napone Source i Drain
-sa 15VDC : imačemo deklarisanu vrednost Rds_ON od cca 2,8-3mR , {U_drain - U_source} / I_out
-sa 5VDC : imačemo predvidlivu Rds_ON od 10-20x veču (izmerio sam 62mR)

U Infineonu su odlično sklopili taj spice makro, imate ga u simulacijskom filu, desni klik na mosfet i Enter macro
LP
Dragan
Reply
#19
(01-14-2017, 02:51 PM)Dragan100 Wrote: Onda sam potražio na Digikey TH otpornike (SMD nisam tražio), da su active, po mogučnosti na lageru, ...
... u koloni Temperature coefficient  odaberemo još najprimerniji TCR
(odabrao sam taj -10/-80ppm/°K, a mogli bi pogledati i druge, sa srednjom vrednošču -30... -40ppm/°K)

Eh, mudro, nije mi palo na pamet da to tražim direktno kod nekog dobavljača. Za SMD nema ništa slično, "negativci" kreću od par oma na gore.  

(01-14-2017, 02:51 PM)Dragan100 Wrote: inače staviti Out MCUja (0-5V, low - high) na bazu BJT-a preko otpornika,
a BJT preko nekog višeg napona (15 - 20VDC) na gate mosfeta (tu možeš odabrati i Out negaciju logike...ako zatreba)
da se ga stvarno otvara u punoj saturaciji

Dobro, ovaj "međutranzistor" preporučuješ kako bi se mosfet brže otvarao? Neka vrsta "gate-drivera"?
Reply
#20
Nastavno na preklapanje strujnih područja: Make-before-Break je neophodan i lako izvediv s MCU.
Uz pretpostavku da izaberemo isti model preklopnih mosfeta, što mislim da ima smisla jer pojednostavljuje nabavku, a traženje kandidata jer se može suziti samo za onaj za veću struju, onda se s MCU može fino napraviti i "auto-range" tako da prikaz na displeju izmjerene struje stalno bude u optimalnoj rezoluciji, tj. za struje manje od 500 mA na nižoj skali, za više na višoj (do 5 A). Ako struja trenutno skoči preko 500 mA treba samo izabrati otpornik za niže područje (1R iz tvog primjera) koji će moći izdržati na trenutak više disipacije (u najgorem slučaju do 25 W). Spomenuti "trenutak" traje kolika je pauza između dva čitanja ADC-a za struju. To nikako ne bi smjelo biti više od par desetaka ms (što efektivnu disipaciju ruši na ispod pola vata).
Reply


Forum Jump:


Users browsing this thread: 1 Guest(s)