Thread Rating:
  • 0 Vote(s) - 0 Average
  • 1
  • 2
  • 3
  • 4
  • 5
PIC16F1827 HPWM Push-pull
#81
I ja sam nekoliko puta sugerisao da treba izbegavati upotrebu feritnih jezgara sa neke furde,
jer retko ćemo imati podatke o tom jezgru. I šta smo time dobili ?

Jezgro koje smo platili 0 dinara, i puno utrošenog vremena ( i sopstvenog i kroz pomoć od strane drugih)
da to proradi ...

Zar nije bolje u startu kupiti jezgo poznatih karakteristika ( a da ne govorimo o feritima novijih generacija)
i uz pomoć MDT na koji nam Macola uporno pokušava skrenuti pažnju, završiti proračun gapovane prigušnice
za max. 2 minuta - i imati 100% pouzdane podatke.

Ima tema sa primerima u MDT, koliko se sećam i Mikikg je pisao o tome na ES
samo treba sesti i pročitati.

Pozz
Reply
#82
(05-03-2017, 07:57 AM)Milan94 Wrote: Da li postoji sansa da sinusni invertor pokrenem u push-pull i kako se kod ove topologije vezuje LC filter.

Naravno, samo budi malo strpljiv dok dobijem vremena da ti napišem otrebne solucije. Danas ću to uraditi u svakom slučaju.
Reply
#83
Korisno, u prilogu kratak opis Push-Pull pretvarača, scan (tri stranice) iz knjige Radojle Radetić - Tranzistorski pretvarači.

Papirno izdanje moze da se kupi ovde:
http://www.infoelektronika.net/knjiga-tr...tvaraci-17


Attached Files
.pdf   RR-push-pull.pdf (Size: 530,57 KB / Downloads: 16)
Reply
#84
korisna literatura kada sam pocinjao da se bavim pretvaracima prvo sam kupio tu knjigu a zatim sam nabavio jos par knjiga autora Radojle Radetić.


Reply
#85
Posto je tesko uhvatiti PWM kada se u petlji menja duty postavio sam fiksno duty 50% 20KHz i to pustio na trafo koji je push-pull.

Evo sta sam dobio :

Prva slika gornji signal je izmedju gejt-sors od IRFZ44N dok je drugi signal drejn-sors koji ima ove oscilacije.

Druga slika gornji signal je izmedju gejtova sa obe grane tranzistora donji signal je izmedju drejn tranzistora (krajevi trafoa  2x12v).

Treca slika je izlaz sa sekundara trafoa koji je motan za 250v.

Moguce da zbog ovih oscilacija imam zagrevanje tranzistora jer kozna sta se sve pojavi kada pustim da se menja Duty u petlji za dobijanje sinus.

Sve signale sam merio bez ikakvih LC filtera konkretno sam hteo da vidim kako se ponasa trafo na 20KHz trebalo bih da bude cista cetvrtka kao sto je na gejtu ali nije.

Reply
#86
Cek Milane, ne mozes da teras 50Hz EI trafo sa Push-Pull na 20kHz bez modulacije! Moze ako se modulise ali za to sacekaj Macolu.
Takodje i ako bi stavio da PWM bude sa 50Hz nosioca, u sustini ces dobiti iste te jake spiceve/zvonjavu na svaku ivicu tako da su tu snuberi neophodni.

Istina je da je tesko uhvatiti modulisan PWM na osciloskopu, isto sam to prosao kada sam probao HRPWM kod dsPIC.
Napravio sam bas to sto ti pokusavas ali sa Full-Bridge izlaznim stepenom stim sto nisam koristio lookup tablicu nego A/D konverter i semplovao u realnom vremenu, to je digitalni Class-D pojacavac prakticno i naravno mogao sam da stavim lookup tablicu ako bi se radio sinusni inverter.
http://forum.yu3ma.net/showthread.php?tid=704&highlight=dspic

Samo da imas neki okvir o mogucnostima dsPIC-a, na 100kHz nosioca imas 12bita rezoluciju PMW-a (proporcionalno veci nosioc = manje bitova, ili obrnuto), to ispada negde oko 72dB dinamike i sa tim mozes da ides do nekih 20-30kHz modulacije. Taj dsPIC na 50Hz modulacije moze da pravi tako cist sinusni signal da je THD verovatno ispod 1%!
Reply
#87
Ovo sam probao da bi video sta se tacno desava i zasto imam veliki pad napona na tranzistorima kada modulisem 50Hz i otud prekomerno zagrevanje tranzistora.

Znaci sve je uredu sa drajverom te zvonjave prave pad napona na tranzistorima jer nema snubera nije frka sacekacu. 

Rekoh da nesedim skrstenih ruku ali nesto neide Huh .
Reply
#88
Pogledaj ovu shemu, bilo bi korisno svima ako imas vremena da je dovrsis (dodati deo za merenje struje i opciono prepraviti relejni preklopnik na triake) i pustis u pogon, dobijes dsPIC i drajvere od mene (Si8233 ili IR2110, koje hoces) dok SW mozemo zajedno da odradimo, imam vecinu SW komponenti razradjene. Jedini preduslov je da posedujes PicKit3.
http://forum.yu3ma.net/attachment.php?aid=10836

U sustini mozemo to pokrenuti i sa HIP4081, imam gotov film za PCB, samo trebas pribaviti HIP, u suprotnom treba iscrtati novu PCB.
Reply
#89
dsPic je namenski mcu za prekidacka napajanja kada moze da se izbori u class-D generisanje sinusoide je laganica.

Mogao bih da dovrsim semu koju si ti vecim delom uradio imam PicKit3 ali vezano za SW tu nebih nista mogao da pomognem jer ja kuckam PicBasic i to nisam bas dobro savladao ali snalazim se Big Grin .

PCB mozemo uraditi sa IR2110 jer je dostupniji drajver od Hip 4081 mozda bude bilo jos nekom interesantno da to sklopi pa iz tog razloga nece imati problem sa drajverima.
Reply
#90
Izgleda da ti je dead time 0. Daj mu neku vrednost pa usnimi signale.
Reply
#91
(05-03-2017, 06:26 PM)gorankg Wrote: Izgleda da ti je dead time 0. Daj mu neku vrednost pa usnimi signale.

Iskreno nisam ni podesio PWMxCON registar jer iz tehnicku dokumentaciju za PIC16F1827 nisam mogao da skontam kako se podesava taj registar.

PxDCx =Number of FOSC/4 (4 * TOSC)

Da li se ovako racuna Dead-Time:  PxDCx=32000000 / 4 (4*20000)

PxDCx=640
Reply
#92
Dead time generator je samo jedan 6-bitni brojač na dole. Računaj ga kao broj taktova osnovnog oscilatora. Neki PIC imaju preskalere pa to ne mora da bude Fosc/4. Ako je Fosc 40MHz najmanja vrednost dead time je 100ns i to za slučaj kada u PxDCx upišeš 000001 a najveća vrednost 6.4us kada upišeš 111111.
Reply
#93
Milane,
Opisaću ti kasnije nekoliko metoda za invertore, ali sad mi treba par tvojih odgovora, praktično jedna malena anketica:

- da li nameravaš da koristiš standardni "gvozdeni" trafo, bilo gde u lancu invertora, ili samo ferite?
- da li nameravaš invertorom da napajaš samo termogene ili i reaktivne potrošače?
- koju snagu preferiraš kao nominalnu?
- da li isključivo na 12V aku baterije?
Reply
#94
E ovako hocu da malo unapredim invertore koje trenutno izradjujem sa SG3525 koji koriste standardne (gvozdene) trafoe sa kojim podizem napon 12vDC na 220vAc.Tu se koristi push-pull topologija a ujedno preko tih trafoa se vrsi punjenje akumulatora kada je mrezni napon prisutan.

Sa upotrebom mikrokontrolera imam mogucnos generisanje sinusnog signala i pokriti sve ostalo sto se tice automatskog rada invertora razlog zasto sam odabrao push-pull topologiju je jednostavan drajver za tranzistore upotrebom TC4427 Dual MOSFET Driver.

Sve ovo je ideja da se ostane na jednostavnoj konstrukciji sa boljim karakteristikama ukoliko LC filter nezakomplikuje celu stvar pa to ispadne slozenije nego da sam isao na Full-Bridge topologiju.

- Gvozdeni trafo 50Hz nameravam koristiti za podizanje napona 12v-220v iz razloga da mogu vrsiti punjenje akumulatora kada ima mreznog napona.

- Invertorima je primena napajati i termogene i induktivne potrosace kao sto je pumpa centralnog grejanja koja ima kavezni rotor.

-Snaga pretvaraca je najcesce 200W ali zamenom transformatora snaznijim i dodavanjem tranzistora u granama moze i do max 500W konkretno sada imam trafo koji moze da isporuci 200W na kom vrsim testiranja.

-Za sada iskljicivo pretvarace napajam iz jednog akumulatora 12v .
Reply
#95
Evo onog što sam vam obećao, što obuhvata i Milanov rad:

Istorija invertora, sa baterijskih izvora, na neki naizmenični napon poznate frekvencije i raznih talasnih oblika je prilično dugačka. Praktično se proteže od kraja 19. veka pa na dalje.
Najstariji invertori su pravljeni pomoću motor-generator grupe, koja je imala DC elektromotor i na istom vretenu alternator. Potom su se jako uspešno razvili elektromehanički rezonantni pretvarači, koji su imali vibracioni rezonantni element koji je nosio kontakte, gde su kontakti "seckali" DC struju i slali je u transformator koji je dimenzionisao napon po potrebi. Tipičan primer je stari automobilski radio prijemnik "Tara", koji je bio cevni, imao vibracioni invertor sa 12VDC iz auto akumulatora na HV za cevi i to je uspešno sviralo u automobilima i bilo prilično kompaktno za takvu napravu. Stariji članovi foruma se naravno sećaju te naprave... :-)

Pojava elektronskih cevi, koje nisu bile sposobne za velike struje i niske napone, nije previše pomogla, osim u regulacionim mehanizmima elektromehaničkih pretvarača...
Gasne cevi sa parama metala, poput tiratrona i slično, već su omogućile ogromne snage invertora, ali na žalost i dalje za relativno visoke ulazne DC napone.

Potom se pojavlju Ge tranzistori i relativno malene snage invertora, ostvarene pomoću njih, a pojavom tiristora kao jednog od veoma moćniih, kompaktnih, malenih i efikasnih upravljivih prekidača, invertori su već krenuli ka megavatima snage i (ili) ka solidnim snagama pri niskim DC ulaznim naponima. Kada je bio potreban sinusni oblik, po pravilu se iza tih pretvarača postavljao masivan i glomazan ferorezonantni stabilizator, koji je bio u principu veći i teži od samog invertora, ali je davao jako pravilan i stabilisan sinusni napon, sa vrlo niskim sadržajem harmonika. Ferorezonantni stabilizatori su i danas upotrebljivi kao odlični filtri koji stabilišu neki AC napon i teže da ga učine sinusnim. Mana im je što su retki preostali primerci i jako su glomazni, teški i skupi u odnosu na ostvarivu snagu. Red veličine je nekoliko kilograma gvožđa i bakra po 100W izlaza...

Napretkom silicijumskih BJT pretvarči su već počeli da se prave sa pwm modulacijom u cilju ostvarenja sinusnog napona na izlazu, potom su mosfeti razvijeni do pozamašnih strujnih sposobnosti i daleko efikasnijeg prekidačkog rada i danas su još uvek dominantni u oblastima snaga reda do nekoliko kilovata, što je otprilike i krajnja granica optimalnosti za baterijske napone ispod 48VDC....

Veće snage se baziraju na kaskadiranju baterijskih izvora, u cilju povećanja DC napona, a sve to u cilju povećanja efikasnosti invertora.
Suštinski problem leži u kvadratnoj zavisnosti gubitaka od struje koja teče kroz sve elemente sistema (P = I^2 x R). Veće struje su jedan od osnovnih "neprijatelja" dobrom KKD bilo kog SMPS pretvarača.

Sada ćemo razmotriti isključivo pretvarače koji imaju modulisan pwm (u nekom od stepena) u cilju formiranja sinusnog talasnog oblika posle neophodnog filtra. Nećemo se baviti kvazisinusnim pretvaračima koji čopuju na 50Hz.
--------------------------------------------------------------------------------
Prvo ćemo razmotriti par osnovnih koncepata:

1) invertor kod koga nema galvanskog rastavljanja između DC izvora i AC izlaza.

Tu su izvodljiva dva osnovna pod koncepta:

- boost pretvarač bilo kog tipa koji podiže napon na veličinu vršnog napona (amplitude) željenog AC izlaza, sa nemodulisanim pwm, odnosno preciznije sa pwm koji nije modulisan talasnim oblikom koji se želi na izlazu (klasični boost, PP, Ćuk, Sepic, X konverter...), potom se iza njega nalazi HV full-bridge koji radi pwm, modulisan željenim talasnim oblikom izlaza.
Naravno, primarni boost može imati regulisan pwm u cilju stabilizacije HV DC napona, koji posredno čini i AC izlaz stabilisanim. Ovaj oblik zahteva relativno jednostavno upravljanje boost pretvaračem, DC filter iza njega, koji povlači upotrebu najmanje jednog akumulacionog (storage) jezgra, sa gap i sposobnođću za DC bias (dakle većih gabarita). Potom vrlo složenu modulisanu pwm kontrolu full-bridge, sa lebdećim upravljanjem dva "visoka" gejta i neophodnom preciznom kontrolom dead-time. Iza modulisanog FB (ubuduće, skraćeno za full-bridge) opet sledi neminovan filter sa još jednim jezgrom koje je sposobno za DC bias, jer niska frekvencija na izlazu može zasititi takvo jezgro. Ovakav koncept obećava visoku složenost, visoke troškove i interesantan je tek tada kada je potrebno imati AC izlaz varijabilne frekvencije, amplitude i pogotovo talasnog oblika. Tipičan primer je vektorski frekventni regulator sa PFC predstepenom ispred, gde je PFC praktično boost, ispravljač ispred njega se može posmatrati unekoliko kao varijabilni DC izvor, a iza tog sledi složen monofazni ili trofazni FB, koji oblikuje izlazni AC napon po raznim parametrima. Kod pomenutih samo jezgro elektromotora je filtersko jezgro za FB, dok kod takvog koncepta DC/AC invertora poput UPS i slično, biva neophodno eksterno drugo jezgro za fitriranje, osim ako je elektromotor ili transformator iza. Kod elektromotornih pogona najčešće nije bitna filtriranost talasnog oblika napona, već struja. Dok kod invertora za ostale potrošače biva bitan talasni oblik napona i nije dopustivo da se nosilac pojavi na izlazu u značajnoj meri...

- Modulisani boost pretvarač, kome je pwm modulisan sa dvostrukom frekvencijom potrebnog izlaza, a posle njega jednostavan full-bridge koji samo menja polaritet izlaznog napona.
Takvom izlaz iz boost stepena sasvim liči na nefiltriran talasni oblik posle grecovog ispravljača na primer, odnosno, modulacija se vrši sa jednim polaritetom oba polutalasa, gde se filtracija već vrši samom boost zavojnicom, a FB preklapa već "ispeglan" talasni oblik, naravno u trenucima prolaza napona kroz nulu. To je značajno jevtiniji koncept pretvarača i vrlo preporučljiv za galvanski nerastavljene invertore. Kod njih treba izolovati akumulator od bilo kakve veze sa zemljom i naravno koristiti "lebdeći" AC napon na izlazu. Kada se ima mogućnost "lebdeće" akumulatorske baterije, ovaj koncept je praktičan i jevtin, jer ima samo jedno filtersko feritno jezgro na boost stepenu. Boost se može modulisati lako iz nekog MCU, ili čak analognim sinusnim oscilatorom sa ispravljačem apsolutne vrednosti iza oscilatora, a FB se može lebdeće upravljati bez posebnih napajanja za gornje gejtove, pošto radi na svega 50Hz, na primer fotonaponskim optokaplerima poput: https://www.digikey.ch/product-detail/en...ND/3588699
Ovakvim optokaplerima se lako upravlja i FB iza galvanski rastavljenog, modulisanog, primarnog boost.
-----------------
2) Koncept sa galvanskim rastavljanjem DC izvora, mogućnošću njegovog uzemljavanja sa jednog kraja, ili kad se to ne može izbeći kod na primer veze sa punjačem ili nekim SUS motorom koji može imati blisku vezu sa zemljom (ili vodom kod brodskih naprava).

Ovo je u principu češći i fleksibilniji koncept (zbog mogućnosti rešavanja uzemljenja sa obe strane) i pored nešto veće komlikovanosti i cene. Taj koncept se opet može razgraditi na više upotrebljenih rešenja.

Pre nego što razmotrimo tipove rešenja, u koje spada i ono što želi Milan da napravi, razmotrićemo neke vitalne osobine bilo kog transformatora kao naprave.

Transformatori su naprave visokopropusnog tipa koji NE MOGU preneti DC struju ili talasne oblike koji imaju toliko nisku frekvenciju da prevazilaze namenu konkretnog transformatora.

Kako god modulisali visokofrekventni pwm ispred nekog feritnog transformatora, namenjenog za prenos frekvencije nosioca, na izlazu ćemo imati talasni oblik kome je DC osrednjena vrednost UVEK JEDNAKA NULI, a amplitude pojedinačnih polariteta mogu biti različite. Osnovni uslov je da površine onog što je iznad nule moraju biti jednake površini onog što je ispod nule. Dakle, ako na primer imamo ulazni pwm 1:3 (po vremenu, impuls : pauza) na primaru HF trafoa, ukupni period je 4 neka vremenska intervala, gde su na primer polariteti primara i sekundara isti, na izlazu ćemo dobiti AC četvrtku sa takođe vremenskim odnosom od 1:3, ali amplituda pozitivnog polutalasa će biti +3 nečeg, a negativnog -1 nečeg. Površine koje oivičavaju amplitudu i vreme pojave jednog i drugog polariteta MORAJU biti apsolutno jednake.

Prenos onog što želimo na izlazu, u ovom slučaju AC 50Hz sa nosiocem od 20KHz je nemoguć!

To se može uraditi samo naknadnom obradom izlazne četvrtke pomoću dodatnog pwm, kao na primer kod SICAM konvertora (dr Ljušev), ili jednostavnim ispravljanjem u DC, potom naknadnim pwm formiranjem željenog AC izlaza...

Dakle, zaključak je jednostavan: HF trafo ne može preneti direktno LF komponente, bez naknadne obrade.

Toliko o feritnim transformatorima.

Kod "gvozdenih" LF transformatora za 50Hz, glavni neprijatelj čoperskih tranzistora su parazitni kapaciteti namotaja, jer se visok parazitni kapacitet sekundara sasvim preslikava na primar, u skladu sa prenosnim odnosom trafoa (biva multiplikovan kod AC invertora). To naravno jako zagreva mosfete ukoliko nema filtra između čoperskih tranzistora i primara LF trafoa.

Sada ćemo o konceptima:

- Koncept koji koristi samo feritna jezgra.

Takav se opet sastoji iz dva stepena: boost stepena i izlaznog invertora.

Boost stepen može biti različitih konstrukcija i u svakom slučaju MORA bar na jednom mestu imati storage kalem koji ima gap i sposoban je za DC bias. Može biti modulisan, tako da formira talasni oblik nalik onom iza greca bez filtera, sa formiranim konačnim talasnim oblikom jednog polariteta, kome se naknadno menja polaritet sa FB ili HB (izlazni, veliki LF kondenzator kao kod amp sa jednim naponom napajanja kod HB). Može biti i nemodulisan, gde se izlaz iz boost ispravlja i filtrira, potom modulisani pwm u izlaznom FB ili HB radi ostvarenja izlaznog sinusnog oblika. Boost stepen može biti flajbek, push-pull, current feed push-pull, i tako dalje. Praktično bilo koji pretvarač sa galvanskim rastavljanjem koji može podići napon na višu vrednost. Flajbek je tu najednostavniji i slabašan, dok je current feed push-pull najmoćniji i definitivno najefikasniji (rad dr Morten Nymand-a, kog sam već postavio na ovom forumu, KKD 98.6% u hard sw. modu na 50Khz). Kod flajbeka je storage kalem sam trafo, sa svojim gap, kod klasičnog forward push-pull se mora imati storage kalem iza ispravljača, dok kod current feed push-pull se mora imati storage kalem ispred pretvarača. Dakle, storage kalem je negde u kolu neminovan.

Kod Milanovog slučaja, ako bi se se radilo o klasičnom push-pull sa feritnim trafoom, gde se izlaz mora ispraviti, sa storage kalemom iza ispravljača, da bi se tranzistori opteretili induktivnim opterećenjem, potom se može FB iza HV ispravljača modulisati sa pwm čija je modulacija sinusna.
Druga opcija je da se moduliše sam push-pull (nosilac naravno HF), sa 100Hz jednog polariteta, takođe sa obaveznim ispravljačem i storage kalemom, gde bi izlazni FB samo preklapao polaritet. Ta druga opcija je jevtinija, jer se push-pull lako moduliše envelopom sinusa gde su oba polutalasa jednog polariteta (kao iza greca bez filtera), a FB opet jednostavno komutira sa 50Hz u prolazima kroz nulu. Takođe, sam transformator push-pull stepena može raditi bez gap (pod uslovom da je perfektna simetrija oba drajva za polugrane, ili da je vođen kontrolerom strujnog tipa poput UCC3808 ili slično, gde se automatski obavlja simetrisanje polugrana kao prevencija od apsolutno nepoželjnog i najminimalnijeg DC bias push-pull trafoa ). Takav push-pull može raditi na značajno visokim frekvencijama (bez problema i na 200KHz) sa vellikom snagom na malom jezgru i značajno smanjenim storage kalemom na izlazu. Modulacija sa 100Hz polusinusom se može dovesti bilo gde na kontrolu koja utiče na veličinu pwm. Kod kontrolera naponskog tipa, poput SG3525, neophodan je izvestan maleni gap na jezgru push-pull trafoa, kod većih snaga, jer simetrija nije zagarantovana posebno pri širini impulsa ispod 1uS. Kod tog IC se modulacija jednostavno može dovesti direktno na COMP pin, uz respektovanje potrebnih veličina napona (aprox. od 0.9-3.8V). Kod strujnog UCC3808, modulacija se superponira pinu CS, strujom kroz eksterni otpornik, koja se sumira sa strujom otpornika koji prati sorsove mosfeta.

Kada se radi modulisan pwm iz MCU, onda je bitno da se onemogući impuls kraći od 1uS, i to istovremeno na oba izlaza, radi prevencije trafoa od DC bias. To je softverski relativno lako učiniti "šticovanjem" donjeg dela lookup tabele, gde se operiše vrednostima koje zahtevaju pwm koji ima kraće vreme od 1uS. Radi se o problemu samog gejt drajva, koji sa kraćim impulsom neće dostići dovoljnu amplitudu za pobudu mosfeta i pri tom je osim jakog zagrevanja mosfeta, dodatni problem nesimetrija pojedinačnih pobuda, gde se javlja DC bias negapovanog jezgra, sa još gorim zagrevanjem mosfeta od onog zbog loše pobude...

- Koncept sa korišćenjem "gvozdenog" LF transformatora, od standardnih trafo limova.

Da ne razglabam previše o o mogućim manje naprednim konceptima, ukratko ću opisati najefikasniji (novac, kompleksnost, kvalitet) oblik.

Najefikasniji i najnapredniji pogon invertora sa klasičnim LF trafoom je kada se njegov niskonaponski primar napaja class-D pojačavačem, u full-bridge konstelaciji, gde na izlazu class-D postoji normalan filter kao za audio, a transformator se priključuje kao zvučnik, sa relativno malenim kondenzatorom na sekundaru trafoa, koji će ukloniti i poslednje tragove noseće frekvencije.

Da bi se dobio dobar sinus na 50Hz, već je dovoljna noseća učestanost koja je samo 10 puta viša od toga, mada je sa višim frekvencijama nosioca daleko manji gabarit filterskih elemenata.
Radi relativno malih switching gubitaka i lake kontrole neophodnog dead-time, povoljne frekvencije nosioca class-D za tu namenu su u rasponu od 50-100KHz. U tim granicama se postiže odlična efikasnost sa ne prevelikim gabaritima filtera (vrlo su upotrebljiva storage toroidna jezgra iz starih PC napajanja).

Sam koncept omogućava istovremeno i punjač, jer class-D FB ima kontra diode u svakom mosfetu, koje formiraju klasičan grec koji već pasivno može puniti aku u nekoj meri, sa sva 4 isključena mosfeta, a uz malo inteligentene kontrole FB prilikom reverzne operacije punjenja akumulatora, uz sinhronizaciju sa mrežnim naponom, može se savršeno iskontrolisati punjenje akumulatora, gde FB postaje boost pretvarač...

Transformator može biti krajnje jednostavan sa jednim namotajem za 7,7Vac (11V x 0.707) i sekundarom za 230Vac, bilo klasičan EI ili toroid za 50Hz.

Class-D su inače veoma sposobni za pogon vrlo niskih impendansi i kao stvoreni su za takav pogon.

Pozdrav i nadam se da sam pomogao sa ovim tekstom...

Macola
Reply
#96
Nemam večeras više vremena, a u sledećem vremenskom "prozoru" ću se pozabaviti detaljnim opisom potrebne modulacije za class-D invertor, koji može raditi kao invertor sa reverzibilnom sposobnošću punjenja akumulatora kada postoji napon mreže...

Pozdrav
Reply
#97
Hvala puno na vrlo korisnoj i zanimljivoj literaturi sada mi je jasno u kom smeru treba ici.

Push-Pull je bio totalni promasaj ali nema veze idemo na Full-Bridge topologiju sa jednim primarom i sekundarom na trafou.
Reply
#98
Jedno malo off-topic pitanje, koliko energije je potrebno za drajvovanje High-side tranzistora u Full-bridge za recimo 20kHz PWM nosica?
Da li mogao da se koristi za te potrebe mali izolovani Recom DC/DC pretvarac 5V->12V 1W (uz to bi isao Si8233, jedan DC/DC pretvarac za jedan High-side tranzistor)?
U sustini ako vec imam ove pretvarace onda bi mogao da se upotrebi i neki drugi lakse nabavljiv drajver poput TLP250, ali me interesuje potrosnja, da li moze 1W to da pokrije?
Reply
#99
TLP250 statički troši oko 11mA bez pwm, Si823x oko 3mA, plus oko možda 5-10mA za drive i to ti je to. 1W pokriva i više od toga...
Reply
TLP250 je zastareo,
sad ima TLP350 - Supply current : ICC = 2 mA (max) i ima 1A više u izlazu.

Vrlo zanimljiv, dostupan i ne skup driver je HCPL3120
https://lib.chipdip.ru/222/doc000222648.pdf

Praktično, to je "doterani" TLP250
Reply


Forum Jump:


Users browsing this thread: 4 Guest(s)